本文首先討論基于熱敏電阻的溫度測量系統的歷史和設計挑戰，以及它與基于電阻溫度檢測器(RTD)的溫度測量系統的比較。此外，本文還會簡要介紹熱敏電阻選擇、配置權衡，以及Σ-Δ型模數轉換器(ADC)在該應用領域中的重要作用。

熱敏電阻與RTD

RTD是一種電阻值隨溫度變化的電阻器。熱敏電阻的工作方式與RTD類似。RTD僅有正溫度系數，熱敏電阻則不同，既可以有正溫度系數，也可以有負溫度系數。負溫度系數(NTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而減小，而正溫度系數(PTC)熱敏電阻的阻值會隨著溫度升高而增大。圖1顯示了典型NTC和PTC熱敏電阻的響應特性，以及它們與RTD曲線的比較。

圖 1. 熱敏電阻與 RTD 的響應特性比較

在溫度范圍方面，RTD曲線接近線性，而熱敏電阻具有非線性（指數）特性，因此前者覆蓋的溫度范圍（通常為–200°C至+850°C）比后者要寬得多。RTD通常提供眾所周知的標準化曲線，而熱敏電阻曲線則因制造商而異。我們將在本文的"熱敏電阻選擇指南"部分詳細討論這一點。

熱敏電阻由復合材料——通常是陶瓷、聚合物或半導體（通常是金屬氧化物）——制成，與由純金屬（鉑、鎳或銅）制成的RTD相比，前者要小得多且更便宜，但不如后者堅固。熱敏電阻能夠比RTD更快地檢測溫度變化，從而提供更快的反饋。因此，熱敏電阻傳感器常用于要求低成本、小尺寸、更快響應速度、更高靈敏度且溫度范圍受限的應用，例如監控電子設備、家庭和樓宇控制、科學實驗室，或商業或工業應用中的熱電偶所使用的冷端補償。

在大多數情況下，精密溫度測量應用使用NTC熱敏電阻，而非PTC熱敏電阻。有一些PTC熱敏電阻被用于過流輸入保護電路，或用作安全應用的可復位保險絲。PTC熱敏電阻的電阻-溫度曲線在達到其切換點（或居里點）之前有一個非常小的NTC區域；超過切換點之后，在幾攝氏度的范圍內，其電阻會急劇增加幾個數量級。因此，在過流情況下，PTC熱敏電阻在超過切換溫度后會產生大量自發熱，其電阻會急劇增加，導致輸入系統的電流減少，從而防止系統發生損壞。PTC熱敏電阻的切換點通常在60°C和120°C之間，因此它不適合用在寬溫度范圍應用中監控溫度測量結果。

本文重點介紹能夠測量或監控–80°C至+150°C溫度范圍的NTC熱敏電阻。NTC熱敏電阻在25°C時的標稱電阻從幾歐姆到10 MΩ不等。如圖1所示，與RTD相比，熱敏電阻每攝氏度的電阻變化更為顯著。熱敏電阻的高靈敏度和高電阻值使得其前端電路比RTD要簡單得多，因為熱敏電阻不需要任何特殊的接線配置（例如3線或4線）來補償引線電阻。熱敏電阻設計僅使用簡單的2線配置。

表1顯示了RTD、NTC和PTC熱敏電阻的優缺點。

表1. 熱敏電阻與RTD

基于熱敏電阻的溫度測量挑戰

高精度的熱敏電阻溫度測量需要精密信號調理、模數轉換、線性化和補償，如圖2所示。盡管信號鏈看起來簡單明了，但其中涉及的幾個復雜因素也會影響整個系統的電路板尺寸、成本和性能。ADI精密ADC產品組合中有幾種集成解決方案，例如 AD7124-4/AD7124-8，它們能為溫度系統設計帶來多方面好處，應用所需的大部分構建模塊都已內置。但是，設計和優化基于熱敏電阻的溫度測量解決方案涉及到多種挑戰。

圖 2. 典型 NTC 熱敏電阻測量信號鏈模塊

挑戰包括：

如何選擇電流/電壓？

熱敏電阻信號應如何調理？

如何調整上述變量，以便在規格范圍內使用轉換器或其他構建模塊？

在一個系統中連接多個熱敏電阻：傳感器如何連接？不同傳感器之間是否能共享一些模塊？對系統整體性能有何影響？

熱敏電阻的一個主要問題是其非線性響應和系統精度。

設計的預期誤差是多少？

使用哪些線性化和補償技術來實現目標性能？

市場上有各種各樣的熱敏電阻。

如何為具體應用選擇合適的熱敏電阻？

與RTD一樣，熱敏電阻是無源器件，自身不會產生電氣輸出。使用激勵電流或電壓來測量傳感器的電阻，即讓一個小電流經過傳感器以產生電壓。

本文將討論所有這些挑戰，并就如何解決這些問題和進一步簡化此類系統的設計過程提供建議。

熱敏電阻選擇指南

當今市場上有很多NTC熱敏電阻可供選擇，為具體應用選擇特定的熱敏電阻可能相當具有挑戰性。請注意，熱敏電阻按其標稱值列出，即25°C時的標稱電阻。因此，10 kΩ熱敏電阻在25°C時的標稱電阻為10 kΩ。熱敏電阻的標稱或基本電阻值從幾歐姆到10 MΩ不等。標稱電阻較低（10 kΩ或更低）的熱敏電阻，支持的溫度范圍通常也較低，例如–50°C至+70°C。標稱電阻較高的熱敏電阻，可支持最高300°C的溫度。

熱敏電阻元件由金屬氧化物制成。熱敏電阻有珠狀、徑向和SMD等形式。珠狀熱敏電阻采用環氧樹脂涂層或玻璃封裝，以提供額外保護。環氧樹脂涂層珠狀熱敏電阻、徑向和SMD熱敏電阻適用于最高150°C的溫度。玻璃涂層珠狀熱敏電阻適用于高溫測量。所有類型熱敏電阻的涂層/封裝還能防止腐蝕。一些熱敏電阻還具有額外的外殼，以在惡劣環境中提供進一步的保護。與徑向/SMD熱敏電阻相比，珠狀熱敏電阻具有更快的響應時間。然而，后者不如前者那么穩健。因此，使用何種熱敏電阻取決于最終應用和熱敏電阻所處的環境。熱敏電阻的長期穩定性取決于制造材料及其封裝和結構。例如，環氧樹脂涂層的NTC熱敏電阻每年可能變化0.2°C，而密封的熱敏電阻每年僅變化0.02°C。

不同熱敏電阻有不同的精度。標準熱敏電阻的精度通常為0.5°C至1.5°C。熱敏電阻的標稱電阻值和β值（25°C至50°C/85°C關系）有一個容差。請注意，熱敏電阻的β值取決于制造商。例如，不同制造商生產的10 kΩ NTC熱敏電阻會有不同的β值。對于較高精度的系統，可以使用Omega 44xxx系列等熱敏電阻。在0°C至70°C的溫度范圍內，其精度為0.1°C或0.2°C。因此，所測量的溫度范圍以及該溫度范圍內所需的精度決定了一個熱敏電阻是否適合特定應用。請注意，Omega 44xxx系列的精度越高，其成本也越高。

因此，使用何種熱敏電阻取決于：

被測溫度范圍

精度要求

使用熱敏電阻的環境

長期穩定性

線性化：β與Steinhart-Hart方程

為了將電阻轉換為攝氏度，通常使用β值。知道兩個溫度點以及每個溫度點對應的電阻，便可確定β值。

其中：

RT1?= 溫度1時的電阻

RT2?= 溫度2時的電阻

T1?= 溫度1 (K)

T2?= 溫度2 (K)

熱敏電阻的數據手冊通常會列出兩種情況的β值：

兩個溫度分別為25°C和50°C

兩個溫度分別為25°C和85°C

用戶使用接近設計所用溫度范圍的β值。大多數熱敏電阻數據手冊在列出β值的同時，還會列出25°C時的電阻容差和β值的容差。

較高精度的熱敏電阻（如Omega 44xxx系列）和較高精度的最終解決方案使用Steinhart-Hart方程將電阻轉換為攝氏度。公式2需要三個常數A、B和C，這些常數同樣由傳感器制造商提供。公式的系數是利用三個溫度點生成的，因此所得公式盡可能減少了線性化引入的誤差（線性化引起的誤差通常為0.02°C）。

其中：

A、B、C是從三個溫度測試點得出的常數。

R = 熱敏電阻的阻值，單位為Ω

T = 溫度，單位為K

電流?電壓激勵

圖3顯示了傳感器的電流激勵。將激勵電流作用于熱敏電阻，并將相同電流作用于精密電阻；精密電阻用作測量的參考。參考電阻的值必須大于或等于熱敏電阻的最高電阻值（取決于系統中測量的最低溫度）。選擇激勵電流的大小時，同樣要考慮熱敏電阻的最大電阻值，以確保傳感器和參考電阻兩端產生的電壓始終處于電子設備可接受的水平。激勵電流源需要一定的裕量或輸出順從性。如果熱敏電阻在所測量的最低溫度時具有較大電阻，則激勵電流值將非常低。因此，高溫下熱敏電阻兩端產生的電壓很小。為了優化這些低電平信號的測量，可以使用可編程增益級。然而，增益需要動態編程，因為來自熱敏電阻的信號電平會隨溫度發生顯著變化。

圖 3. 熱敏電阻的電流激勵

另一個方案是設置增益但使用動態激勵電流。當來自熱敏電阻的信號電平發生變化時，激勵電流值也會動態變化，使得熱敏電阻兩端產生的電壓處于電子設備的額定輸入范圍內。用戶必須確保參考電阻兩端產生的電壓也處于電子設備可接受的水平。這兩種方案都需要高水平的控制，持續監測熱敏電阻兩端的電壓，以確保信號能被電子設備測量。有沒有更簡單的方案？我們來看看電壓激勵。

圖 4. 熱敏電阻的電壓激勵

當熱敏電阻由恒定電壓激勵時，通過熱敏電阻的電流將隨著熱敏電阻阻值的變化而自動縮放?，F在使用精密檢測電阻，而不使用參考電阻，其目的是計算流過熱敏電阻的電流，這樣就能計算出熱敏電阻的阻值。由于激勵電壓也用作ADC基準電壓，因此無需增益級。處理器無需監控熱敏電阻兩端的電壓，無需確定該信號電平能否被電子設備測量，也無需計算要將增益/激勵電流調整到什么值。這是本文中使用的方法。

熱敏電阻阻值范圍?激勵

如果熱敏電阻的標稱電阻和阻值范圍較小，那么電壓或電流激勵均可使用。在這種情況下，激勵電流和增益可以是固定值。電路將如圖3所示。這種方法很有用，因為流過傳感器和參考電阻的電流是可控的，這在低功耗應用中很有價值。此外，熱敏電阻的自發熱也極小。

對標稱電阻較低的熱敏電阻也可以使用電壓激勵。但是，用戶必須確保通過傳感器的電流對于傳感器本身或應用而言任何時候都不能太大。

當使用標稱電阻和溫度范圍均較大的熱敏電阻時，電壓激勵會使系統更容易實現。較大標稱電阻確保標稱電流處于合理水平。但是，設計人員需要確保電流在應用支持的整個溫度范圍內處于可接受的水平。

Σ-Δ ADC在基于熱敏電阻的應用中的重要作用

當設計熱敏電阻測量系統時，Σ-Δ ADC能提供多方面優勢。首先，Σ-Δ型ADC能夠對模擬輸入過采樣，從而盡可能地減少外部濾波，只需要簡單的RC濾波器。另外，它們支持靈活地選擇濾波器類型和輸出數據速率。在采用市電供電的設計中，內置數字濾波可用來抑制交流電源的干擾。AD7124-4/AD7124-8等24位器件的峰峰值分辨率21.7位（最大值），因此它們能提供高分辨率。

其他優點包括：

寬共模范圍的模擬輸入

寬共模范圍的基準輸入

能夠支持比率式配置

有些Σ-Δ型ADC集成了很多功能，包括：

PGA

內部基準電壓源

基準電壓源/模擬輸入緩沖器

校準功能

使用Σ-Δ ADC可大幅簡化熱敏電阻設計，減少BOM，降低系統成本，縮小電路板空間，并縮短產品上市時間。

本文將AD7124-4/AD7124-8用作ADC，它們是集成PGA、嵌入式基準電壓源、模擬輸入和基準電壓緩沖器的低噪聲、低電流精密ADC。

熱敏電阻電路配置——比率式配置

無論使用激勵電流還是激勵電壓，都建議使用比率式配置，其中基準電壓和傳感器電壓是從同一激勵源獲得。這意味著激勵源的任何變化都不會影響測量的精度。

圖5顯示，恒定激勵電流為熱敏電阻和精密電阻RREF供電，RREF上產生的電壓就是熱敏電阻測量的基準電壓。激勵電流不需要非常準確，穩定性不需要太高，因為在此配置中，激勵電流的任何誤差都會被抵消。激勵電流通常比電壓激勵更受歡迎，原因是它能出色地控制靈敏度，而且當傳感器位于遠程地點時，它具有更好的抗擾度。這種類型的偏置技術常用于電阻值較低的RTD或熱敏電阻。但是，對于電阻值較大且靈敏度較高的熱敏電阻，溫度變化所產生的信號電平會較大，因此應使用電壓激勵。例如，一個10 kΩ熱敏電阻在25°C時的阻值為10 kΩ，而在?50°C時，NTC熱敏電阻的阻值為441.117 kΩ。AD7124-4/AD7124-8提供的50 μA最小激勵電流可產生的電壓為441.117 kΩ × 50 μA = 22 V，此電壓過高，超出了該應用領域中使用的大多數ADC的工作范圍。熱敏電阻通常還連接到電子設備或位于電子設備附近，因此不需要激勵電流的抗噪優勢。

圖 5. 恒流源配置

圖6顯示了用于在NTC熱敏電阻兩端產生電壓的恒定激勵電壓。以分壓器電路的形式添加一個串聯檢測電阻，會限制熱敏電阻在最小電阻值時流經其中的電流。在此配置中，在25°C的基本溫度時，檢測電阻RSENSE的值必須等于熱敏電阻的電阻值，以便將它處于25°C標稱溫度時的輸出電壓設置為基準電壓的中間值。同樣，如果使用25°C時阻值為10 kΩ的10 kΩ熱敏電阻，則RSENSE必須等于10 kΩ。當溫度改變時，NTC熱敏電阻的阻值也會改變，熱敏電阻兩端的激勵電壓的一小部分也發生改變，從而產生與成NTC熱敏電阻阻值比例的輸出電壓。

圖 6. 分壓電路配置

如果選擇用來為熱敏電阻和/或RSENSE供電的基準電壓與用于測量的ADC基準電壓相同，則系統就是比率式測量配置（圖7），任何與激勵電壓源相關的誤差都會被消除。

圖 7. 熱敏電阻比率式配置測量

請注意，檢測電阻（電壓激勵）或參考電阻（電流激勵）的初始容差和漂移必須很低，因為這兩個變量均會影響系統總體精度。

當使用多個熱敏電阻時，可以使用單個激勵電壓。但是，每個熱敏電阻必須有自己的精密檢測電阻，如圖8所示。另一個方案是使用低導通電阻的外部多路復用器或開關，從而支持共享單個精密檢測電阻。采用這種配置時，每個熱敏電阻在測量時都需要一定的建立時間。

圖 8. 多個熱敏電阻的模擬輸入配置測量

總之，設計基于熱敏電阻的溫度系統時需要關注多個方面：傳感器選擇，傳感器連接，元器件選擇的權衡，ADC配置，以及這些不同變量如何影響系統整體精度。

編輯：黃飛

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