在實際的SMPS測試中，總會看到電壓尖峰和振蕩波形，電壓尖峰和振蕩波形有哪些潛在危害呢？電壓尖峰會導致器件超出電壓限制，進而受損，同時，會導致電路EMI性能下降。

緩沖電路可降低電壓尖峰，抑制振蕩，保護器件。

電壓尖峰和振蕩是怎么來的？感性器件和容性器件共存于一個電路中，事實上，寄生電感和寄生電容是不可避免的，當阻尼系數小于1時，則電路的電阻組件無法有效抑制電感和電容之間的能量交換，當出現激發事件時，就相當于圖中所示的開關狀態轉變。

在圖1中，當開關狀態變化后，電容電壓變到這個等級。在圖2中，當開關狀態變化后，電容電壓變到這個等級，當電容器達到第一個峰值電壓，就會開始將能量返回電感器和電壓源。隨后，電能在電感器（電壓源）和電容器之間傳輸，振蕩由此而來。

如何限制圖1中的峰值電壓，抑制振蕩呢？通過較大的電容器續流電感器中的電流，可降低電感器峰值電壓，例如，用16uH的電感器和2A的初始電流，給256pF的電容器供電，則峰值電壓為500V，在右圖，增加了一個二極管和較大的10nF電容器，在200V初始電壓下，峰值電壓可降至213.3V,這就是RCD緩沖電路的工作原理。

一般，反激開關中有兩種緩沖電路，一個是RCD緩沖電路，用于在MOSFET關斷時，鉗位反激初級側MOSFET的峰值電壓，另一個是RC緩沖電路，用于在MOSFET開通時，限制整流二極管的峰值電壓，降低震蕩幅度。

在下面案例中，緩沖電路測試數據基于具有下列參數的評估板。7.2W反激變換器，輸入為90~264Vac,輸出電壓為12V，最大電流為0.6A，測試峰值漏源電壓（Vds)波形時，所用輸入為220Vac,輸出電阻為25R,輸出電流為0.48A。采用RCD緩沖電路時，峰值漏源電壓為452V，去掉RCD后，Vds為513V，表明RCD電路可將電壓尖峰降低61V。

如何確定Rsn,Csn和Dsn的設計參數呢？

RCD緩沖電路實際是將漏感內存儲的電能傳輸到緩沖電容器（Csn),并通過Rsn耗散電能。

MOSFET峰值電流（Ipk)和開關頻率根據電源設計要求確定。

設計RCD緩沖電路時，預先設定緩沖電容器電壓（Vcsn)和反射電壓（VR),VR時次級輸出繞組通過變壓器匝比的反射電壓.

當MOSFET關斷時，Lk電流保持初始方向，忽略流向Coss的電流，假設全部電流流向Csn,相當于電感器與電壓源串聯，為電容器充電，故可從公式1計算出漏感的放電時間。從公式2算出Lk對Csn的充電功率，進入電容器的電能要被電阻Rsn消耗，可用公式3計算。

Tsw是開關周期時長，fsw是開關頻率。

在反激中，臨界占空比如下，一般來說，最大占空比在70%左右，對于80~375V的常見DC輸入電壓范圍，反射電壓的范圍是60~120V，計算Vcsn時，用下面的公式設置K和Prsn.

右圖是Psn/Plk與K以及Vds與K的關系。K越大，Rsn的損耗越小，Vds越高，Vcs_max取決于最大輸入電壓，MOSFET耐壓和MOSFET的電壓裕量。

例如Vin_max=375V,使用700V MOSFET，Vmar=100V,則VCsn_max為225V，同時考慮VCsn和Prs,一般建議K值比介于1.5~3n，利用k的公式，VCsn為225，Vr=75V,為該設計選擇k為3，以達到較高的效率。

確定VCsn和Vr后，通過公式4計算Rsn的值，選擇一個開關周期放電后的最小可接受Csn(Vl)值。VL應始終高于(Vin+Vr),VH為Vcsn的初始值.

放電時間大約等于開關時間（Tsw).Vc上升曲線時整體RC放電曲線的一小部分。這就是Csn曲線計算公式的推導。

Dsn選用快速二極管，注意二極管的耐壓要大于等于MOSFET的耐壓，1A的二極管可至少滿足100W的反激。因為Dsn的正向導通時間非常短，僅有幾百納秒，左側高亮區域放大后如右圖，Dsn的反向恢復特性對Vds峰值電壓和振蕩有明顯的影響，正如實測波形所示，電感器對Csn充電后，Vcsn出現壓降，這源于Dsn的反向恢復，在Dsn恢復時間內，Csn會釋放部分電能，這之后Vds小于（Vin+Vcsn),Lk和Coss將會共振一小段時間，正常情況下， Trr為500nS的Dsn可滿足數十瓦的反激功率。如果開關頻率高，且散熱條件差，應當使用超快速二極管，Trr要小于100nS。

對于Dsn選用慢管，注意左側高亮區域放大后，如右圖。若選用慢管，Trr約為1.5uS，Csn將會傳輸更多電能至次級側，因此，Vcsn下降才比快速二極管大了很多。低速二極管的反向電流很軟，因而隨后的振蕩也很小。但慢管只適用于小功率，建議小于10W。因為慢管將承受更多的功耗，Dsn內溫度會較高。

反激次級側，MOSFET開啟時，次級電壓Vsec的初始值介于（-Vout)和（+Vout)之間，這里以初始次級i電壓Vsec_ini等于+Vout 作為最糟糕情況進行分析。在MOSFET開啟器件，C的電壓將會達到（Vout+Vin/n），在這一過程中其降幅作用，可降低二極管的電壓尖峰，

首先先看提高或降低電容和電阻值分別對瞬態有何影響。當R不變，電容越高，電壓下沖越小，越平緩地過度至穩定狀態，但電容越高，功耗越大。當C保持不變，電阻值最優，可實現最小的下沖電壓。高于或低于最優電阻都會提高下沖電壓。

為簡化計算，我們把帶有RC緩沖的電路分解成2個二階電路，分別加以分析，將C短路，得到電路1，該電路的無振蕩條件如右圖。斷開Cd,得到電路2，該電路的無振蕩條件也如右圖。

進一步了解C和Cd的關系對2個二階電路的影響。使C等于m*Cd,若R能滿足下面的不等式，則兩個電路能同時滿足無振蕩條件。也可以通過圖來表示，橫軸為m，縱軸時Rcr_2和Rcr_1的比值。Y軸≤1時，m≥16.2個電路均滿足無振蕩條件，但在實際應用中，當C是Cd的16倍時，會引起較高損耗。在滿足效率的同時，需要全面考慮降低下沖或者振蕩的極限。一般來說，m在2.5~10之間時可接受的。

在實際應用中，C＝m*Cd,m通常為2.5~10,因此，如果電路1的頻率用這一公式計算，則兩個電路的固有頻率右如下關系。如果Wn1>Wn2，則電路1的峰值電壓比電路2來得早。由于功耗，m無法達到16,因此我們需要判斷哪個電路是導致峰值電壓得主要原因。為此，我們做一個實際的反激案例來確定RC。

通過以下6個步驟確定RC:

測量MOSFET開啟時無RC電路的Vcd振蕩頻率。如波形所示，該頻率為40MHz；

使R=0,選擇合適得電容，將頻率降低大約一半，如波形所示，選擇C=470pF，頻率約為13MHz；

計算Cd和Lk的值。Cd=64p,Lk=266nH.(這個因為頻率是講大概的，所以要按實際測試去算，僅參考）

計算R的功率損耗：R的功耗實際由電容C充放電造成電阻上的損耗。這里用這個公式計算出充放電損耗。R的總損耗如下。例如C=470,560,820pF的功率損耗。此外，需要使用額定功率是Pr兩倍以上的電阻。

計算臨界阻尼Rcr_1和Rcr_2，為計算較低的損耗，使用470pF電容，并用RC=33R,470pF的組合。，以及RC=47R,470pF組合來測試結果。Vin=220V,Iout=0.48A,如右圖，電阻對振蕩抑制有較好的效果。結果表明，電路2是導致峰值電壓的主要原因，但這不代表47R就是最終選擇。?還需要考慮其它情況。

當電路進入CCM模式，整流二極管出現反向恢復，使得Lk具有高的初始電流，導致Vd電壓尖峰上升。

可以看到，C=470pF,和Iout=0.48A保持不變，R下降時，峰值電壓上升，使得電路2成為峰值電壓的主要原因。然而，最糟糕的情況是當輸出短路時，Lk會帶著最高的初始電流。這些波形顯示同樣的電容和下降的R，但輸出未短路。當輸出短路，R下降時，峰值電壓下降。使得電路1成為導致峰值電壓的主要原因。因此，加入Rsn很高，會減少進入電路2的電能，可能導致電路1成為導致電壓尖峰的主要原因。因此在CCM中，有必要降低Rsn,以減少尖峰電壓。

保持R不變，調整C。在正常工作和輸出短路的情況下，大電容可降低峰值電壓，但會增加功耗，如波形所示，C上升至一定成都后，峰值電壓的幅值會下降變緩。

最后，應當基于功耗，峰值電壓和EMI性能來選擇合適的RC組合。

審核編輯：黃飛

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