凌力爾特公司推出的101dB SNR的18位SAR ADC新系列一定令您振奮吧？為了實現令人驚異的動態范圍，您需要確保最大的信號利用了該ADC的整個滿標度范圍。換句話說，您需要運用所有代碼。怎樣才能做到這一點呢？

ADC的信噪比（SNR）定義為，ADC可以處理的最大信號與該ADC的本底噪聲之比。為了實現高達102dB的SNR，LTC2379系列規定了10Vpp的差分輸入范圍，這意味著兩個輸入中的每一個都可以在0V~5V范圍內擺動。

在ADC前面會有一個放大器。該放大器的作用是充當一個良好的電壓源，以給ADC的采樣電容充電。ADC輸入是放大器輸出，因此，針對ADC輸入從0V~5V擺動，該放大器的輸出也必須在0V~5V范圍內擺動。

如果有寬范圍的電源軌可用，那么事情就很容易了。例如，也許您已經有部分前端靠±15V的電源運行。在這種情況下，任何靠這種電源軌運行的運算放大器，其輸出都可以在0V~5V之間擺動。您可以使用LT1468實現極好的DC精度和快速建立時間，或者使用LT1124實現非常低的漂移和低1/f噪聲，還可以使用LT6011實現封裝非常小的微功率運算放大器。

如果您不喜歡使用±15V這種寬范圍的電源，而仍然想要在0V~5V的整個范圍內擺動，那么，可以僅針對最后一級放大器產生特殊的電源軌，例如，-2V和+7V。LT6350驅動LTC2379-18的參考設計準確地做到了這一點（圖1）。用+7V電源給5V基準供電也很方便。

圖1：通過用+7V和-2V的電源給LT6350供電，可以為每個ADC輸入從0V~5V擺動提供大量空間。這是DC1783A演示板上演示的缺省參考設計

不過，如果想用單一5V電源軌給放大器供電，會發生什么情況呢？您也許認為，利用軌到軌運算放大器就剛好有足夠的空間在0V~5V擺動，但實際上卻并非如此。軌到軌輸出級并非是真正軌到軌的。這種輸出級充其量也只能達到與每個軌相差約10mV的電壓，而且這還是在硬限幅的情況下實現的，有時還會導致較慢的飽和恢復時間。如果需要良好的線性度（低失真），那么輸出電壓通常應該與每個軌相差至少數百毫伏。例如，新的低功率差分運放LTC6362（圖2）用單一5V電源工作。其輸出可以擺動至與任一電源軌相差約100mV的范圍，該器件在與任一軌相差250mV以內時，保持》110dB的線性度。如果您設計系統時，讓感興趣的最大信號不超過這個范圍，那么您就運用了至少90%的ADC代碼，這意味著，實現了與規定動態范圍相差不超過1dB的動態范圍。在很多情況下，這是最好的解決方案。實際上，知道放大器保證不會超過（或惡化、損害）ADC的輸入范圍會讓人安心。這自然而然起到了保護作用。

圖2：即使每個輸出擺動到與最近的軌相差250mV以內時，LTC6362差分運算放大器仍然保持》110dB的線性度。這給以缺省模式運行的LTC2397-18 ADC提供了-1dBFS的擺幅。如果以數字增益壓縮模式配置ADC，那么，為了仍然運用該ADC的所有代碼，LTC6362的輸出僅需要8Vpp的差分擺幅。
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LTC2379系列提供了被稱為數字增益壓縮（DGC）的創新功能。打開這個功能時，ADC將基準電壓10%~90%的電壓擺幅視為滿標度。以這種方式工作時，采用一個5V基準，放大器輸出僅需要在0.5V~4.5V范圍內擺動，并且18位ADC的所有262，144個代碼仍然可以使用。您可以相應調整前端增益，并以18位分辨率獲得滿標度，同時，放大器僅用單一5V電源運行。即使用上所有代碼，動態范圍仍然會縮小一點，因為模擬電壓擺幅從10Vpp減小到了8Vpp，同時，熱噪聲仍然保持不變。就18位ADC而言，量化噪聲非常小，因此，在數字增益壓縮模式，將會損失大約2dB的SNR。就16位ADC而言，在數字增益壓縮模式僅損失1dB的SNR，因為您會從相應減小的量化噪聲中受益。

單端（或偽差分）LTC2369系列不支持數字增益壓縮。這是有意為之的，因為就單端單極性信號而言，接近零的性能通常最為重要。當信號很小時，您恰恰最重視高性能ADC的精細分辨率和低噪聲性能。就差分ADC而言，當兩個輸入相等時，就得到了“零”。就單極性單端ADC而言，當輸入信號為地時，便得到“零”。因此，為了實現這種連接，您確實需要放大器能擺動到地。如果沒有外部負電源可用，那么LTC6360可以用來解圍。這款低噪聲、高DC精度的高速運算放大器包括一個內置的片上充電泵，該充電泵在芯片上產生一個小的負偏置電壓，給輸出級供電。采用這種方式，輸出可以完全擺動到0V，而不會接近失真或限幅狀態。在高壓側，LTC6360的輸出可以擺動至約4.5V。您或者可以將此定義為最大信號，并滿足在5V基準的滿標度的1dB內，或者使用4.096V基準并在滿標度范圍內擺動。后一種系統完全靠單一5V電源工作，甚至包括基準本身（圖3）。

圖3：LTC6360運算放大器包括一個片上的超低噪聲充電泵，該充電泵允許輸出完全擺動至0V，而不會產生任何失真跡象。采用這種方式，便可以開發一個完全的單電源系統，該系統仍然可以向LTC2379-18偽差分ADC提供滿標度（包括零）范圍擺動的電壓。這個例子使用了一個4.096V基準，以便LTC6655基準IC也可以用5V模擬電源供電。

以上所有內容均探討了驅動ADC的運算放大器的輸出擺幅。下面，我們應該把注意力轉移到輸入擺幅的限制上了。

有時，您想讓最后一級運算放大器做的事情，就是緩沖信號并輸入到ADC，而不提供任何增益或電平移動。就一個配置為單位增益的運算放大器而言，輸入擺幅與輸出相同。這里的問題仍然是，如果您有范圍很寬的電源軌可用（例如，±15V或-2V~+7V），那將不存在任何問題。但是，如果您想用單一5V電源使運算放大器工作，那么有可能產生一種想法，即認為所需做的所有工作是，在很多軌到軌輸入運算放大器中選出一個，然后一切都將正常工作。不過，軌到軌輸入級實際上是由兩個并聯輸入級組成的：一個在輸入接近正軌時工作；另一個在輸入接近負軌（或地）時工作。這兩個輸入級每個都有自己的失調電壓。當信號從一個輸入級轉換到另一個輸入級時，在“切換”點會產生一個失調電壓階躍。這會導致系統傳遞函數的非線性。您需要查看運算放大器的數據表，以弄清在兩種狀態下，是否都對失調進行了微調。如果沒有進行微調，那么非線性就可能對16位或18位INL性能有很大的不利影響。在另一方面，LTC6360在整個輸入工作范圍內對失調進行了嚴格的調整。結果，即使信號在0V~4V范圍內擺動時，諧波失真仍然能保持低于-100dB。這個范圍涵蓋了切換點，就這款運算放大器而言，切換點電壓約為3.6V。

另一種降低運算放大器輸入擺幅要求的方法是，采用反相配置的放大器。例如，如圖4所示，LT6350的每一個運算放大器都配置為反相，以便運算放大器輸入的DC電壓保持在電源電壓范圍中間的某個部位。這樣，輸入共模沒有任何問題。諸如LTC6362的差分運算放大器本身就總是反相的。當用于如圖所示的單端到差分轉換時，運算放大器輸入確實有擺動，但擺幅遠小于信號本身的幅度。請注意，在每一個反相配置中，電路的輸入阻抗都是電阻性的，因此必須確保前面的電路能驅動這個電阻。

圖4：通過以反相模式配置LT6350的第一個運算放大器，即使給這個電路加上一個±10V的信號，該IC的輸入電壓也沒有變化。LTC2379-18的數字增益壓縮將運放輸出的0.5V~4.5V擺幅轉換為滿標度，從而即使僅用單一電源供電，也可以提供所有代碼。

總之，凌力爾特提供了全線的放大器解決方案，以使所需信號進入最高性能的16位和18位ADC.