激勵：電流驅動配置

　　通過將S1移動至離開識別標志最遠的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅動配置。

　　在電流驅動模式中，電路配置為R4 = 2.5 kΩ且 IDRIVE= 2 mA。使用下式選擇R4值，可獲得較低或較高的IDRIVE值。

　　通過下式可計算驅動電壓VDRIVE：

　　VCC電源需要0.2 V裕量，因此：：

　　圖3. 傳感器電流驅動配置（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）

　　電橋輸出儀表放大器和失調電路

　　電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器（4.02 kΩ、1 nF） 以及帶寬為1.98 kHz的差模濾波器（8.04 kΩ、10 nF）濾波。

　　AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 （0.1%，B級）、低失調（G = 16時58 μV，B級；G = 16時112 μV， A級）、出色的增益非線性度（75 ppm = 0.0075%）以及軌到軌輸入和輸出特性。

　　AD8226儀表放大器使用R3 = 3.28 kΩ的增益設置電阻，放大 100 mV FS信號16倍到1.6V。增益G和R3的關系如下：

　　其中，G = 16、R3 = 3.2933 kΩ。為R3選擇最接近的標準0.05% 值（3.28 kΩ），得到增益G = 16.06，總增益誤差為+0.4%。

　　對于0 V電橋輸出而言，輸出環路電流應當為4 mA。只需將 +0.4 V失調施加于 AD8226儀表放大器的REF輸入即可獲得該數值，如圖1所示。+0.4 V來自 ADR025 V基準電壓源，使用分壓器電阻R7/R8并利用U2B緩沖電壓即可。

　　使用 ADR025 V基準電壓設置電橋的驅動電壓或電流，以及設置4 mA零電平失調。其初始精度為0.06%（B級），并且具有 10 μV p-p電壓噪聲。此外，它可以采用高達36 V的電源電壓工作，且功耗不足1 mA，是低功耗應用的理想選擇。

　　電壓電流轉換

　　AD8226的0 V至100 mV輸入可在VOUT產生0.4 V至2.0 V的輸出擺幅。U2C緩沖器將此電壓施加于R13的兩端，產生相應的0.4 mA至2.0 mA電流I13。晶體管Q1隨后將I13電流鏡像到R12，所得電壓施加于R15，由此實現4 mA至20 mA的最終環路電流。晶體管Q1應具有至少300的高增益，才能最大程度減少基極電流引起的線性誤差。

　　輸出晶體管Q2是一個40 V P溝道MOSFET功率晶體管，25°C 時功耗為0.75 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環路負載電阻且VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的Q2功耗為0.68 W。然而，通過選擇合適的VCC，使其至少高出最大環路負載電壓3 V，就能大幅減少Q2功耗。這樣便可確保檢測電阻R15兩端的電壓降具有足夠的裕量。

　　電壓電源要求

　　若要使電路正常工作，電源電壓VCC必須大于7 V，以便為 ADR02 基準電壓源提供充分的裕量。

　　最小VCC電源電壓同樣取決于電橋的驅動電路配置。在 VDRIVE = 6 V的電壓驅動模式下，電源電壓VCC必須大于6.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量（見圖2）。

　　在電流驅動模式下，電源電壓VCC必須大于11.2 V，這樣U2A 才能保持足夠的裕量（見圖3）。

　　VCC電源電壓限值為36 V（最大值）。