一、引 言
目前,再入遙測系統正朝著更高傳輸速率的方向發展,即所要傳輸的數據容量和參數種類在急劇增加,要求PCM信號的碼速率已增加到2 Mbit/s或更高。在國際遙測頻段,要實現2 Mbit/s PCM信號的調頻,構成調頻遙測發射機的技術方案有2種。一種方案是在晶體振蕩器上進行調頻,然后再通過倍頻、濾波和放大鏈路來達到所需的工作頻率、功率和調制特性。該方案使用經典電路,容易實現高碼速率信號的寬帶調頻,但其電路結構復雜,調試難度大,雜波抑制比和工作穩定性也不十分理想。另一種方案是在微波頻段進行鎖相調頻,也就是在鎖相振蕩器中采用兩點注入式調頻方式實現2 Mbit/s再入遙測信號的寬帶調頻,然后將其輸出的已調微波信號通過MMIC微波功率放大器放大到所要求的輸出功率電平。它克服了第一種方案的缺點,可達到較好的技術性能,是工程應用中比較好的技術方案。兩點注入式調頻也有2種實現方式,即完全兩點注入式調頻方式和準兩點注入式調頻方式。前一種方式是將PCM信號分成兩路,一路注入到S波段壓控振蕩器,另一路注入到晶振參考源。在晶振進行寬帶調頻,將與頻率穩定度之間有一定的矛盾,具體實現有較大技術難度,而后一種方式卻不存在這一問題。本文研究的調頻遙測發射機將選用準兩點注入式調頻方式。
二、準兩點注入式鎖相調頻遙測發射機的構成
準兩點注入式微波鎖相調頻遙測發射機的框圖如圖1所示,它由鎖相調頻源和功率放大器組成。其中,鎖相調頻源是由壓控振蕩器、分頻器鏈路、晶振參考源、鑒相器、環路濾波器、輸入調整電路、積分器和輸出微帶隔離器構成。
在該調頻遙測發射機中,輸入的PCM信號經過調整電路后被分成兩路,一路直接注入到S波段壓控振蕩器輸入端,使壓控振蕩器的輸出頻率隨著調制信號線性變化,實現直接調頻;另一路經過一個積分器注入到環路濾波器輸入端口后,再對壓控振蕩器進行調相來實現間接調頻。該調頻方式就稱為準兩點注入式微波分頻鎖相調頻。
三、準兩點注入式調頻特性的分析
圖2為準兩點注入式鎖相調頻電路的相位模型。圖中,為簡化分析,輸入調整電路未考慮進去,但不影響分析結果。Kv(rad/sV)是壓控振蕩器的壓控靈敏度,N為分頻器鏈路的分頻比,Kd(V/rad)是鑒相器的鑒相靈敏度,Km(1/s)為積分器的積分時間常數,F(S)是環路濾波器的傳遞函數,UΩ(S)為輸入PCM信號。
由相位模型可得:
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為使調頻特性分析簡便,設θi(s)=0,解方程組(1)得出UΩ(s)引起的環路總輸出相位變化:
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環路的誤差傳遞函數為
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所以,產生的調制頻偏為
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式(4)表明,在準兩點注入式調頻中,合理設計積分器,選擇其積分常數Km滿足下列條件:
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其調頻特性將為一平坦的直線Kv,即可得到與環路響應無關的寬帶調制特性。這一技術特性正好滿足高碼速率再入遙測信號的調頻要求。
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四、主要電路的設計
1.VCO調頻電路
為適應2 Mbit/s PCM信號傳輸和寬帶調制的要求,采用的壓控振蕩器的調頻電路應具有調制線性范圍寬、調制頻偏大的特性。據此,選用雙變容二極管部分電容接入回路形式的調頻電路,如圖3所示。
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圖中,電感L為一段四分之一波長、特性阻抗為100Ω的高阻抗微帶線,它將V1的正極直流接地。V1和V2為相同型號的變容二極管,V3為壓控振蕩器的振蕩管。
要使2 Mbit/s PCM再入遙測信號能在調頻電路中產生調制響應,并有較大的調制頻偏,其技術關鍵在于變容二極管的選取。對于變容二極管,它的結電容Cj和所加的電壓信號VR之間有如下關系:
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式中 φ為變容二極管內建電位差(對于GaAs管,φ=1.3 V); C′0是VR=0時的結電容,為一常數;γ是電容-電壓斜率指數。
選擇變容二極管時,電容-電壓斜率指數γ是我們應考慮的重要因素。因為,γ≈1的變容二極管僅適用于窄帶調制,而1.2<γ<1.4的變容二極管是寬帶調制的最佳選擇。例如,選取美國MACOM公司生產的GaAs超突變結變容二極管MA46482,其γ值為1.25。
2.環路濾波器和積分器電路
環路濾波器和積分器電路如圖4所示。其中,環路濾波器采用有源比例積分低通濾波器,由運算放大器CA3140E和R1、R2、C組成。積分器由另一個CA3140E和R0、C0構成,為有源積分器。
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環路濾波器中R1、R2、C的值由環路自然諧振角頻率ωn和阻尼系數ξ這兩個參數決定,其計算公式為
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在設計中,選取ωn=2π×100 rad/s,ξ=0.707,Kv=2π×8×106 rad/sV,Kd=0.12 V/rad,N=320,C=0.1μF,經過計算得到R1=477.4 kΩ,R2=22.5 kΩ。實際取R1=470 kΩ,R2=22 kΩ。
對于有源積分器,它的積分時間常數計算式為
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式中,A為運算放大器的電壓放大倍數。已知CA3140E的A=2×104,由式(5)可計算出Km=18.85。若選取R0=2 MΩ,則由式(8)得
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另外,為確保有源積分器能正常工作,其運算放大器的3腳應接上一個20 kΩ的電阻。
3.分頻器鏈路
鎖相環路中的分頻器鏈路是使用“÷4分頻器”IFD-53110和“÷80分頻器”SE114來組成,如圖5所示。IFD-53110是MMIC微波高速分頻器,屬于微波和ECL電路,最高工作頻率達3 500 MHz。
SE114也屬于MMIC微波高速分頻器,最高工作頻率達1 000 MHz,其輸入電路為ECL邏輯,輸出電路為標準TTL邏輯接口,最低輸出電平0.5 V,最高輸出電平2 V。
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4.MMIC微波功率放大器模塊
調頻遙測發射機中的微波功率放大器采用由硅三極管管芯構成的MMIC功放模塊,如圖6所示。它由激勵級、功率放大級和直流供電電路組成,其外形尺寸僅有30 mm×28 mm×10 mm,輸入和輸出均為微帶形式。該模塊的輸出功率大于5 W,功率增益21 dB,工作電流小于1 A。
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五、實驗研究結果
本調頻遙測發射機中壓控振蕩器的振蕩管選用AT-42070晶體管,鑒相器是MC4344集成塊,晶振參考源選用溫補晶振ZWB-18B。將微波高速前置分頻器和壓控振蕩器電路制作在40 mm×30 mm的微帶片子上,鎖相環路和其它電路一起制作在76mm×70 mm的印制板上,整個發射機體積為158 mm×85 mm×35 mm。經過精心調試和反復實驗后,調頻遙測發射機達到了以下主要技術指標:
(1)工作頻率:S頻段;
(2)輸出功率大于7 W;
(3)頻率穩定度達到±1×10-5;
(4)輸入2.048 Mbit/s PCM信號,調制頻偏±700kHz;
(5)雜波抑制比達55 dBc;
(6)工作電壓+27 V,電流小于1.3 A。
對于上述調制頻偏一項指標,目前用頻偏儀還無法測量這么大的頻偏,只能使用頻譜儀進行間接測量。按照調頻理論,對于單一頻率的PCM輸入信號,當調制指數為mf時,調頻波的第一對邊頻分量與主頻分量的電平差:
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式中,J0(mf)、J1(mf)是零階和一階第一類貝塞爾函數。就2 Mbit/s調頻系統來說,PCM調制信號的最高頻率fm為1 MHz,按國際遙測標準要求,其調制頻偏應為±700 kHz,相應的調制指數mf=0.7,由(9)式可計算出δA=-8.56 dB。因此,如果在頻譜儀上測得第一對邊頻分量與主頻分量的電平差值達到-8.5 dB左右,即可確認為該調頻波的調制頻偏達到了±700 kHz。
六、結束語
采用準兩點注入式調頻方案的微波鎖相調頻遙測發射機,當積分器的參數設計適當時,調制特性與環路參數無關,使環路參數的設計范圍增大,有利于提高發射機工作狀態的穩定性。準兩點注入式微波鎖相調頻具有平坦的寬帶調制特性,該技術適用于2 Mbit/s再入遙測系統中調頻遙測發射機的研制。在電路實施方案中,大量使用了MMIC集成器件,使調頻遙測發射機的體積得到了小型化。文中的分析結果和給出的主要電路,對未來有關的工程研制有較大的技術參考價值。
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