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電路功能與優勢
圖1所示的參考設計是一款高分辨率、寬帶寬、高動態范圍的、IEPE （Integrated Electronics Piezoelectric）兼容接口數據采集（DAQ）系統，其與ICP? （IC Piezoelectric）/IEPE傳感器接口。IEPE傳感器最常用于振動測量應用，但也有很多IEPE傳感器用于測量溫度、應變、沖擊和位移等參數。
本電路筆記聚焦于該解決方案的振動應用，尤其是狀態監控領域，但儀器儀表和工業自動化領域也有大量應用以類似方式使用IEPE傳感器，并且由類似的信號鏈提供服務。
具體而言，狀態監控使用傳感器信息來幫助預測機器狀態的變化。跟蹤機器狀態的方法有很多，但振動分析是最常用的方法。通過跟蹤振動隨時間的分析數據，可以預測故障或失效以及故障源。
工業環境需要穩健可靠的檢測方法，這給振動檢測增加了難度。了解機器的狀況有助于提高效率和生產率，并使工作環境更安全。
市場上大多數與壓電傳感器接口的解決方案都是交流耦合式，缺乏直流和亞赫茲測量能力。 CN-0540參考設計是一種直流耦合解決方案，可實現直流和亞赫茲精度。
通過查看IEPE振動傳感器在頻域（直流至50 kHz）中的完整數據集，并使用快速傅立葉變換（FFT）頻譜中發現的諧波的位置、幅度和數量，可以更好地預測機器故障的類型和來源。
數據采集板為Arduino兼容外形尺寸，可以直接與大多數Arduino兼容開發板接口并由后者供電。
ADI公司的Circuits from the Lab?電路由ADI公司的工程師設計構建。每個電路的設計和構建都嚴格遵循標準工程規范，電路的功能和性能都在實驗室環境中以室溫條件進行了測試和檢驗。然而，您需負責自行測試電路，并確定對您是否適用。因而，ADI公司將不對由任何原因、連接到任何所用參考電路上的任何物品所導致的直接、間接、特殊、偶然、必然或者懲罰性的損害負責。
圖1.IEPE壓電振動傳感器的狀態監控信號鏈
電路描述
圖1所示電路是IEPE傳感器的傳感器到比特（數據采集）信號鏈，包括電流源、帶數模轉換器（DAC）的電平轉換和衰減級、三階抗混疊濾波器、模數轉換器（ADC）驅動器及全差分Σ-Δ型ADC。
可編程電流源以恒定電流驅動壓電加速度計。輸出電流可通過外部電阻設置，根據傳感器和電纜的類型，通常設置在2 mA和20 mA之間。
DAC的緩沖和放大輸出以及電平轉換運算放大器，將輸入信號偏移至接近2.5 V共模電壓（VCOM），以平衡抗混疊濾波器的輸入和全差分放大器（FDA）的輸入。基準電壓源將FDA供電軌的第二個輸入設置為VCOM的2.5 V，確保滿足輸入裕量要求，并且輸出是為驅動ADC而優化的全差分電壓。
抗混疊濾波器將信號鏈的帶寬設置為54 kHz。壓電加速度計的帶寬高達20 kHz，但就相位延遲而言，選擇了更寬帶寬的信號鏈，從而在3軸測量中實現更好的相位匹配性能。（進一步的帶寬限制發生在ADC的數字濾波器中，但相位延遲是已知且確定的。）
ICP/IEPE加速度計
任何IEPE振動傳感器都可以與CN-0540參考設計接口，因為所有IEPE振動傳感器都利用相同的原理工作，但具有不同的偏移電壓、噪聲電平、帶寬和靈敏度。IEPE輸出信號既攜帶交流電壓，也攜帶直流電壓，其中與振動相關的交流電壓被直流轉換到介于7 V和13 V之間的某個電壓電平。此直流電平隨傳感器的不同而異，并且對于任何給定的傳感器，它都有相對于時間、溫度和勵磁電流的漂移分量。
IEPE傳感器必須由電壓范圍足夠高的電流源供電，以完全覆蓋傳感器的幅度。IEPE傳感器的典型激勵電壓為24V。
信號鏈的輸入可以接收高達10 V p-p的信號幅度，偏移電壓最高可達13 V。直流失調通過施加直流失調校正信號來消除，從而允許在任意低頻下工作。
圖2.ICP加速度計模塊連接
圖2顯示了一個傳感器的ICP加速度計框圖，其由恒流源供電并連接到直流耦合信號鏈。傳感器的最大帶寬與激勵電流成正比，與電纜電容成反比。選擇恒定電流電平時，必須考慮傳感器的最大期望輸出電壓和電纜類型，可通過下式確定：
其中：
fMAX為傳感器的最大頻率，單位為Hz。
IC為恒定電流，單位為mA。
1 mA為傳感器的功耗要求。
C為電纜電容，單位為pF。
V為傳感器的最大峰值電壓輸出，單位為V。
注意在式1中，從提供給傳感器的總電流（IC）中減去了1 mA，該近似1 mA電流是用于為傳感器本身供電，而其余電流則用于驅動電纜。此數字因傳感器而異。
例如，此參考設計使用PCB Piezotronics生產的333B52型ICP加速度計進行了測試，最大峰值輸出為10 V，電纜長度為10英尺，電容為29 pF/英尺，激勵電流為2.5 mA。應用式1，傳感器的最大理論帶寬為82.3 kHz。電纜和所選的電流水平均未限制傳感器的性能。
恒流源
設計恒流源（CCS）和考慮噪聲性能時應多加注意。低電流噪聲至關重要，因為當驅動信號鏈的輸入阻抗時，電流噪聲會被轉換為電壓噪聲。
圖3.恒流源
圖3顯示了一個2端子電流源，其電阻RSET和ROUT將輸出電流設置為2.5 mA，電容CSET限制電流噪聲的帶寬。LT3092的內部10μA基準電流源使RSET兩端保持穩定的VSET。VSET鏡像到ROUT兩端，根據式2設置輸出電流。
請注意，由于內部基準電流從SET端子流出，因此實際的IOUT電流比式3給出的輸出電流要大10μA。
數據手冊建議RSET = 20kΩ，以將RSET兩端的壓降設置為200 mV，使失調電壓的影響最小。（在較小的VSET上，失調電壓更為明顯。）電阻產生的白電流噪聲由式3給出。
其中：
T為絕對溫度，單位為K。
k為玻耳茲曼常數（J/K）。
R為電阻。
電阻電流噪聲與電阻倒數的平方根成正比，因此將RSET的值從建議的20 kΩ增加到120 kΩ時，ROUT也需要成比例地增加（而輸出電流保持在相同水平），導致整體噪聲電流下降。建議在RSET兩端接一個電容CSET，用以降低RSET和LT3092內部電流基準的電流噪聲。CSET電容旁路LT3092產生的電流噪聲。
如圖3所示，對恒流源進行了LTspice仿真，以優化元件值和布局依賴性。為了仿真Keysight E3631臺式電源（其兩路輸出串聯連接，總電壓設置為26V），我們建模了一個非理想電壓源，其在20 MHz帶寬內具有0.7 mV rms的電壓噪聲和224 nA rms的電流噪聲。
表1列出了不同元件值組合的均方根噪聲。均方根電流噪聲針對1 mHz至100 kHz的帶寬進行了仿真。CCOMP的作用類似于高通濾波器，將噪聲從電壓源傳遞到輸出。進一步增加RSET和ROUT有助于降低電流噪聲，但也會導致電阻上的壓降更高，從而降低容許的信號擺幅。
表1.降低LT3092電流噪聲
1 無需元件。
當使用具有高電感的長電纜時，穩定性可能成為問題。有關補償感性負載的更多信息，請參閱LT3092數據手冊。
要計算電流源提供的可用傳感器激勵電壓，請使用下式：
其中：
VDD為恒流源的電源電壓。
LT3092DROP為IC本身的壓差（負載電流最高10 mA時，其通常為1.2 V）。
RSET×10μA給出電阻上的壓差，其設置輸出電流電平，內部10μA電流流過電阻。
在這種情況下，可用激勵電壓為23.6V。
電壓電平轉換器
電壓電平轉換器可承受高達13 V的傳感器偏移電壓，信號擺幅最高可達10 V p-p，支持市場上的大多數壓電傳感器。選擇的是帶運算放大器的反相電壓電平轉換器拓撲，需要一個正轉換電壓來降低輸入電壓，以適應FDA級的輸入要求。
圖4.反相電壓電平轉換器
圖4顯示了一個帶運算放大器的反相電壓電平轉換器拓撲。轉換電壓通過下式計算：
電壓轉換器產生的VOUT電壓設置為盡可能接近VCOM （2.5 V），以平衡下一級中FDA的輸入。RF/RIN比值（運算放大器的衰減）必須遵循以下約束：
?轉換運算放大器的電源電壓：5 V
?轉換電壓范圍：0 V至5 V
?運算放大器的穩定性
?ADC的滿量程范圍：±4.096 V
?輸入信號幅度：10 V p-p
?輸入直流偏移電壓：最高13 V
0.3的衰減是合理的折衷方案，下一級中的較小增益可使ADC的輸入幅度最大化，并提高信噪比（SNR）。請注意，電平轉換器輸出端的信號和噪聲都會被放大，因此最大限度地降低電平轉換器的輸出噪聲至關重要。
在CN-0540中，輸入阻抗和輸入噪聲之間進行了折衷，輸入噪聲電平足夠低，輸入電阻則足夠高，以防止引入測量誤差。壓電傳感器一般為低阻抗輸出（數百歐姆）傳感器，哪怕相對較低的信號鏈輸入阻抗（數十kΩ）也會引入不到1%的誤差。作為折衷方案，選擇的最終輸入阻抗RIN = 50kΩ。
使用下式計算輸入短路時電平轉換器模塊的電壓噪聲：
其中：
k為玻爾茲曼常數。
T為絕對溫度，單位為K。
R為電阻，單位為歐姆。
在平方之前，必須將除RIN以外的所有貢獻乘以噪聲增益。反相運算放大器配置的噪聲增益與同相配置的噪聲增益相同。
其中NG為電路的噪聲增益。
電壓電平轉換器模塊的單極點RC濾波器可限制噪聲。使用下式計算電壓電平轉換器產生的噪聲均方根值：
第一級的噪聲貢獻為20.8μVrms，其中最重要的噪聲貢獻者是RIN，這是將輸入阻抗設置得足夠高以使負載引起的誤差最小化的結果。
直流偏置補償技術
每個IEPE加速度計都有一定的直流偏置電壓，此電壓沒有攜帶任何有用的信息，因此必須將其消除。如果信號鏈中使用了直流耦合，便可讓輸入電壓直流轉換以抵消直流偏置電壓，使得ADC僅接收輸入電壓的交流部分，而沒有任何直流偏移。精確的直流轉換對于直流測量的精度和測量動態范圍的最大化至關重要。
使用式5中的轉換電壓可以找到確切的轉換電壓。按照這種方法，必須分別為每個電路板和傳感器進行不同溫度下的數次測量，從而確保測量的準確性。
本電路使用了其他更精確、可靠且自動化的技術。CN-0540中采用了定制的逐次逼近算法。標準逐次逼近模型使用DAC至ADC控制環路估算未知電壓電平的最終位置，而該定制逐次逼近算法試圖使用DAC至ADC環路將ADC輸入端的平均電壓設置為盡可能接近于0。換句話說，主要目標是將FDA的兩個輸入設置為相同電壓電平，即VCOM = 2.5V。
表2.輸入偏置電壓補償過程
表2顯示了使用逐次逼近算法補償輸入偏置電壓的過程。由于選擇了16位DAC，因此進行了16次迭代。在此過程的最開始，DAC被設置為半量程輸出。每次將DAC設置為新值時，均要測量平均電壓。如果平均電壓為正，則將1位權重加到當前DAC輸出，否則就從當前DAC輸出中減去1位權重。由于輸入運算放大器使用反相配置，因此該過程是相反的。
第四個DAC輸出= （215 – 1） + 214 + 213 – 212 = 53，247 （11）
式11顯示了加上或減去的位權重。215 ? 1為初始半量程值，然后是兩次向上和一次向下，意味著加上第14 位和第13 位，并減去第12 位。
由于傳感器的內部結構，壓電傳感器本身會產生相當顯著的電壓噪聲。傳感器通電后，傳感器始終會拾取環境噪聲，導致更多噪聲從機械環境事件轉換為電壓噪聲。為了僅提取壓電傳感器的直流偏置電壓，以及消除相當顯著的噪聲（隨機噪聲或周期性噪聲），直流偏置補償過程中會進行大量平均運算。
電平轉換DAC
選擇具有27個可選I2C地址的16位電壓輸出DAC （LTC2606）進行電平轉換。DAC與ADC共享4.096 V基準電壓。為了實現轉換運算放大器的同相輸入端預設的0 V至5 V完整轉換電壓范圍，并降低DAC輸出電壓噪聲，電路增加了一個外部緩沖器。該緩沖器具有Sallen-Key結構，截止頻率為100 Hz，增益為1.22。具有增益輸出的DAC的1 LSB為
從DAC到ADC輸入的路徑上還有其他增益。ADC輸入端觀測到的1 LSB變化放大4.23倍（所有增益的乘積），如下所示：
總LSBDAC =
其中，2.667是FDA的增益，1.3是轉換運算放大器的增益；當將變化的信號引入同相輸入端時，轉換運算放大器像同相運算放大器一樣工作，實際增益為1 + （RF/RIN）。式13的計算得出將傳感器調整到正確電平所引起的最大理論直流誤差。
表2證明，ADC轉換的DAC 1 LSB約為264μV。檢查最后兩個ADC讀數，差異僅為1 LSB，產生269μV。
圖5.RMS噪聲與輸入偏置電壓的關系
圖5顯示了僅將輸入偏置電壓施加于信號鏈輸入端時均方根噪聲如何變化。每次改變輸入偏置時，DAC都會將輸入調整至正確電平，確保失調誤差很低。信號鏈的均方根噪聲隨直流偏置的增加而增加，因為提供直流偏置的直流校準器在較高電壓輸出電平下會產生更多噪聲。
從圖5可知，動態范圍響應均方根噪聲的提高，導致輸入偏置電壓提高，如圖6所示。
圖6.動態范圍與輸入偏置電壓的關系，1 kHz 1 V p-p輸入
圖7顯示了系統線性度與輸入偏置電壓的關系，使用的輸入信號頻率為1 kHz，幅度為1 V p-p。圖7表明，輸入偏置電壓對線性度沒有明顯影響，總諧波失真（THD）保持穩定。
圖7.線性度與輸入偏置電壓
圖8顯示了整個溫度范圍內ADC輸入端預設的失調電壓誤差。失調誤差是使用相同輸入電壓（10 V）在整個溫度范圍內運行輸入偏置電壓補償程序而確定的。25°C下的測量結果定位0 V失調誤差。
圖8.10 V輸入偏置電壓在整個溫度范圍內的失調電壓誤差
如圖1所示，使用了基準電壓為2.5 V的基準電壓芯片（ADR441A），確保VCOM穩定。此基準電壓IC具有很高的溫度漂移特性，在-25°C至+ 85°C的溫度范圍內，電壓變化值為2.75 mV。此變化乘以2.667的FDA增益，導致ADC檢測到7.33 mV的總溫度漂移，該漂移隨后由DAC予以補償。
每次輸入電壓或VCOM發生變化時（VCOM僅因溫度漂移而變化），DAC都會反向補償該變化。在這種情況下，僅VCOM發生變化，輸入偏置則保持穩定。ADR441A的電壓漂移占主導地位，這可以從圖8看出，其形狀與ADR441A的電壓漂移曲線相反。在指定溫度范圍內，數字碼的總變化為32 LSB。
DAC緩沖器
DAC的內部緩沖器會限制電壓噪聲，必須進行濾波。由于DAC與ADC共享4.096 V基準電壓，因此DAC輸出也必須放大以提供0 V至5V。
圖9.帶緩沖器的DAC
圖9顯示了采用低通Sallen-key濾波器結構且具有增益輸出的電平轉換DAC。濾波器的截止頻率通過下式設置為大約100 Hz的較低值：
由于對Sallen-key濾波器拓撲應用了一個增益，因此必須考慮濾波器的穩定性。否則，緩沖器很可能會變成振蕩器。另一個與穩定性相關的因素是濾波器質量（Q），此模塊必須加以考慮。Q因子應保持足夠低的值（小于0.707），以確保頻率響應在截止頻率處沒有峰化，滾降具有較和緩的斜率，而且開始頻率顯著早于截止頻率。低Q因子適合于需要在整個頻率范圍內具有高線性度的應用。注意，只要Q因子變為負值，結構便變得不穩定。使用下式確定Q因子：
對于圖9所示的值，截止頻率為102 Hz，k為1.215，Q為0.27，穩定性和平滑滾降均有保證。
我們比較了有緩沖器和無緩沖器的DAC轉換模塊的噪聲性能。請注意，用于該測量的信號鏈在輸入短路時具有12.3μV rms的噪聲和108.2 dB的動態范圍。該均方根噪聲是在64 kHz帶寬下測得的。
表3顯示了輸出電壓如何隨DAC碼變化。DAC輸出以漸進方式設置：從零到四分之一量程、半量程，最終達到四分之三量程。在最壞情況下，DAC轉換模塊的噪聲貢獻僅為1.3μV rms。
表3.ADC測得的DAC輸出的噪聲比較
抗混疊濾波器和FDA
抗混疊濾波器和FDA使用差分多反饋低通結構，并將單端信號轉換為差分信號。抗混疊濾波器的截止頻率設置為54 kHz，這比大多數壓電加速度計的帶寬要寬。該濾波器在2.3 MHz時提供?80 dB的阻帶抑制。
此級的增益設置為2.667，以便通過提升輸入幅度來更緊密地匹配ADC輸入的±VREF范圍，從而改善SNR。FDA也會放大寬帶噪聲，但由于抗混疊濾波器會限制寬帶噪聲，因此性能的降低小于信號增益帶來的改善。
模數轉換
AD7768-1是一款精密、單通道、24位Σ-Δ型ADC，選擇這款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz帶寬精度、低功耗、108.5 dB（典型值）動態范圍和?120 dB THD。
使用式17計算ADC的輸出數據速率：
其中：
MCLK為主時鐘。
MCLKDIV為主時鐘分頻器系數。
FILTEROSR為所選數字濾波器的過采樣率（OSR）。
時鐘分頻器和濾波器OSR是寄存器設置，可以通過SPI總線進行更改。有限脈沖響應（FIR）和SINC5濾波器的OSR是在AD7768-1的寄存器映射中嚴格設置。用戶可以使用下式將特定值寫入13位SINC3抽取率寄存器，從而將SINC3濾波器設置為自己偏好的OSR并更改輸出數據速率：
其中，ODR為所需的輸出數據速率，單位為Hz；213 為SINC3寄存器可接受的最大值。例如，對于4 Hz輸出數據速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式（MCLK/16），SINC3寄存器值為7999。
此參考設計的默認設置針對32 kHz的ADC測量帶寬進行了優化，如下所示：
?功耗模式：低功耗模式
?MCLK分頻器：16
?濾波器類型：FIR
?濾波器抽取率：32
?輸入預充電緩沖器：使能
?基準電壓緩沖器：使能預充電
?VCM引腳輸出：（AVDD1 ? AVSS）/2
?轉換長度：24位
?轉換模式：連續
?校驗和：無校驗和
?數據讀取模式：連續
?狀態位：禁用
?DRDY信號：使能
針對低功耗、高要求的應用，兩個緩沖器均可關閉。但是，緩沖器保持開啟可改善整體THD和SNR。
表4.針對不同帶寬的建議ADC設置
表5.信號鏈噪聲測量
1 低紋波FIR濾波器帶寬 = 0.433×ODR。
信號鏈的實測性能
該信號鏈設計針對的是中等到更寬帶寬的振動檢測，較高的諧波和高于1 kHz的頻率成分很重要。設計必須權衡系統帶寬、線性度和可實現的噪聲性能。選擇較高的輸入阻抗以保持信號精度（線性度），在此設計中它決定了最大噪聲性能極限。信號帶寬也被設置得較寬，以保持系統在較高頻率下的響應。使用帶寬較窄的設計可以實現更低噪聲解決方案，消除更多的寬帶噪聲。
CN-0540將模擬輸入帶寬設置為54 kHz，但實際信號帶寬由ADC配置決定。
噪聲
在幾種不同情況下對整個信號鏈的噪聲性能進行了測量。
表5詳細列出了未連接任何傳感器時和添加1 kΩ負載電阻時信號鏈的典型噪聲性能。在信號鏈輸入端連接1 kΩ電阻的結果表明，恒定電流源會影響噪聲性能。電流噪聲轉換為電壓噪聲，乘以1 kΩ電阻，導致系統噪聲升高。
圖10顯示了輸入短路的系統的典型FFT圖。圖11顯示了輸入短路的直流耦合解決方案在整個溫度范圍內的動態范圍。
傳感器噪聲貢獻
數據采集系統設計人員的常見目的是盡可能準確地捕獲傳感器輸出信號。這在實踐中意味著，系統性能應該由傳感器特性設置。傳感器的噪聲性能常常是整體測量系統的關鍵限制因素之一，了解這一點有助于確定設計的性能要求。
此設計的目標是支持傳感器以在大于1 kHz的帶寬提供振動數據，這些傳感器用于狀態監控應用的數據采集系統，以對旋轉式或往復式工廠設備進行預測性維護。
表6詳細列出了少量振動傳感器的性能水平和帶寬。傳感器選擇的主要考慮因素通常是帶寬、范圍、噪聲頻譜密度（NSD）和功耗。
ADXL1002和ADXL1004傳感器是低功耗器件，適用于功耗和帶寬至關重要的各種振動應用。這些加速度計適合于連續監控應用，例如物聯網（IoT）機器監控。
如需最高靈敏度和帶寬（較高頻率下的低噪聲和靈敏度至關重要），壓電傳感器仍然是最適合使用的傳感器。由于AD7768-1具有寬帶寬和低噪聲特性，因此該信號鏈可在超過10 kHz的較寬帶寬范圍內匹配典型傳感器的性能水平。
對于CN-0540，系統帶寬設置為54 kHz，信號鏈噪聲性能針對的是可以在該帶寬上實現》100 dB動態范圍的傳感器。例如，Piezotronics PCB 621B40型加速度計在30 kHz時可實現近105 dB的動態范圍。
通過調整各級的電阻值和增益，并且利用AD7768-1的較高過采樣模式，該電路可適用于動態范圍更高、帶寬更窄的傳感器。完整的分析超出了本文的范圍，但AD7768-1數據手冊中提供了有關使用過采樣時權衡動態范圍和帶寬的更多信息。
表6.傳感器及相應的噪聲密度測量結果
線性度
傳感器測量系統的線性度對于確保測量結果不會因傳感器輸出變化而變化至關重要。測量系統的精度不應隨輸出偏置電壓或傳感器信號幅度變化而變化。理想情況下，當測量系統的溫度發生變化時，精度也應保持不變。
CN-0540被設計為盡可能線性，并在整個溫度范圍內保持該線性度，因此對測量信號鏈的校準需求不多。系統對直流輸入電壓變化的非線性被報告為INL誤差。系統對正弦波輸入的非線性被報告為THD誤差。
圖12和圖13中的數據表明：在寬輸入電壓范圍內，直流線性度（INL）在±10 ppm以內；在寬溫度范圍內，INL和THD均相對平坦。
圖12.不同溫度下INL與輸入電壓的關系
圖13.THD與溫度的關系
交流與直流耦合解決方案
CN-0540針對的是直流耦合應用場景，其中必須保留信號的直流分量，或者必須將系統的響應保持到低于1 Hz或更低的頻率。因此，該系統設計用于處理IEPE傳感器的大直流偏置。
但是，某些系統可能不需要低至DC的響應，在這些情況下，交流耦合輸入通道是可接受的。
兩種解決方案的主要區別在于信號鏈的復雜性以及直流和低頻時的精度。交流耦合解決方案的復雜度較低，但在低頻時精度不高。
用戶可以插入一個耦合電容與輸入電阻串聯，使該設計適應交流耦合設計。如需更多信息，請參閱設計支持包中的原理圖文件。
插入耦合電容的效果是將輸入響應變為高通響應，在這種情況下，通常選擇遠小于10 Hz的極點頻率。此濾波器不僅阻隔直流偏置電流，而且會消除一些1/f噪聲。交流耦合系統的動態范圍似乎高于直流耦合版本，但這僅僅是由于消除了低頻噪聲。這樣做的代價是對低頻振動測量數據的靈敏度降低。
由于DAC輸出以及信號鏈輸入端缺少高通濾波器，直流耦合解決方案的噪聲預期也會更高。圖14顯示了CN-0540交流耦合時的響應，其高通截止頻率為1 Hz。測量條件如下：信號鏈的輸入短路，使能恒流源，ADC處于低功耗模式，MCLK/16，FIR濾波器抽取率為32，直流耦合測量。
圖14.輸入短路的交流耦合解決方案的FFT
如果實施交流耦合解決方案，則必須選擇正確的電容類型以獲得最佳性能。一般而言，陶瓷電容會因為壓電效應而產生噪聲，因為電壓系數（相對介電常數隨施加的電壓而變化）和電介質吸收而產生非線性。鉭電容可提供合理的性能，并且可制造出寬范圍的電容值，最高可達數百μF。在交流耦合情況下，鉭電容可以實現的THD性能水平與直流耦合系統相似，但頻率須高于10 Hz。為了準確表示更低頻振動，最好選擇直流耦合版本。
系統電源
CN-0540帶有一個最優電源解決方案，支持通過3.3 V單電源軌為整個信號鏈供電。
電源解決方案
圖15顯示了CN-0540電源部分的簡化框圖。為了與具有Arduino樣式連接的微控制器和其他開發板兼容，該板的電源解決方案設計為采用3.3 V單電源（通常由Arduino兼容板提供）供電。
為了確保系統的穩定性，微控制器板應能通過3.3 V電源向振動監控板供應至少250 mA的電流。這不算微控制器板本身從該電源獲取的電源電流。
雖然CN-0540評估板在穩態工作時不需要250 mA電流，但在初始上電階段，可能有高達200 mA或更高的浪涌電流并持續最長30 ms。如果微控制器板無法承受此電流，可能導致微控制器板上發生復位。如果發生意外復位，請檢查微控制器板的電流輸出規格。
圖15.電源部分框圖
電源解決方案包括三個電壓域：3.3 V域、5 V域和26 V域。它還包括用于IEPE傳感器的2.5 mA電流源。
Arduino兼容板提供CN-0540直接使用的IOREF電源，因此不需要電源解決方案。IOREF為AD7768-1 （IOVDD）提供數字接口電源，并為16.384 MHz主時鐘源供電。
CN-0540與低至1.8 V的IOREF電壓兼容，因此CN-0540板可連接至邏輯電平較低的微控制器板。
所提供的電源解決方案電路的目的是讓CN-0540板可以從單個低壓電源（通常由微控制器板提供）供電，并從該電源生成其他所需的電壓軌。在CN-0540上，原始3.3 V輸入供電軌直接用于為AD7768-1提供數字接口邏輯電源（AVDD2電源），而且還為DC-DC級提供電源，從而將電壓提升至5 V和26 V。
第一個DC-DC級將3.3 V升壓至7 V，然后通過LTC3459和ADP7118器件組合調節至5 V，以提供AD7768-1、LTC2606和ADR4540基準電壓源以及相關放大器級所需的干凈供電軌。
第二個DC-DC級將3.3 V升壓至28 V，然后通過LT3494和LT3008器件組合調節至26 V。這個干凈的26 V電源軌用于為LT3092電流源供電，從而為IEPE傳感器提供2.5 mA電流和高達26 V的電壓。
功耗測量
功耗測量直接從3.3 V和IOREF供電軌進行。因此，功耗測量包括電源解決方案元件本身的貢獻。
由于恒流源，流向26 V供電軌的電流是恒定的，不會隨ADC設置而變化。
系統其余部分的功耗在ADC的不同工作模式下進行了測量。信號鏈輸入端放置了一個1 kΩ負載電阻，以為恒流源流出的電流提供一條路徑，并在AD8605的輸入端保持直流偏置。
功耗
ADC上影響功耗的最重要寄存器設置為
?電源模式
?MCLK分頻器
?MCLK頻率
?濾波器類型
?濾波器抽取率
?VCM引腳輸出分壓器
?模擬輸入預充電緩沖器
?基準電壓緩沖
?通用輸入/輸出（GPIO）
系統默認配置
對于ADC設置，針對窄帶寬測量的系統默認配置如下：
?MCLK分頻器：MCLK/16
?功耗模式：低功耗模式
?FIR濾波器，抽取率超過32
?VCM引腳輸出：（AVSS ? AVDD）/2
?基準電壓（REF）緩沖器：預充電開啟
?模擬輸入（AIN）緩沖器：預充電開啟
?MCLK頻率為16.384 MHz
?使能FDA，低功耗模式
?使能DAC緩沖器
?DAC輸出設置為半量程
該參考設計中包含的大多數測量均使用系統默認配置。
表7.各種數據速率下的功耗
1 FDA處于全功率模式。
2 FDA處于低功耗模式。
AD7768-1上的模擬輸入和基準電壓輸入緩沖器設置為預充電模式。ADA4945-1 FDA設置為低功耗模式。在全功率模式下，FDA可以提供更寬的帶寬和更好的線性度性能。但是，由于此設計的目標帶寬小于50 kHz，因此低功耗模式就夠了。通過使能AD7768-1內部預充電緩沖器，可以實現更好的線性度和噪聲性能，而不會顯著增加系統功耗。有關匹配驅動器放大器以及使用AD7768系列的輸入緩沖選項的更多信息，參見應用筆記AN-1384。
常見變化
對于更高通道數的系統，多通道AD7768和AD7768-4是AD7768-1的合適替代產品。ADC的噪聲和線性度與AD7768-1相似，但這些器件的優勢是可在單個芯片中提供多達8個同步通道，從而簡化多通道IEPE DAQ設計的實現。
其他可以考慮用于振動和狀態監控信號鏈的ADC有AD4000、AD4002和AD7380。
ADA4610-1適用于第一級信號調理和電平轉換，但需要更高的電源電壓才能正常工作。ADA4807-1和ADA4940-1是ADC輸入抗混疊濾波器和驅動器級的替代產品。
ADAQ7980/ADAQ7988是16位ADC μModule?數據采集系統，ADC和ADC驅動器級以及最關鍵的無源元件均被集成到系統級封裝（SiP）設計中。建議在尺寸或實現的簡易性更為關鍵的場合使用這些器件。
這些方案允許根據性能（噪聲或線性度）、解決方案尺寸和成本來選擇信號鏈元件。
電路評估與測試
下面概述CN-0540電路設計的測試程序和結果的收集。有關硬件和軟件設置的完整詳細信息，參見CN-0540用戶指南。
設備要求
需要以下設備：
?EVAL-CN0540-ARDZ參考設計板
?Terasic DE10-Nano FPGA
?帶有CN-0540參考軟件的FPGA Linux鏡像
?HDMI轉HDMI電纜
?帶有USB加密狗的無線鍵盤和鼠標
?USB on-the-go （OTG）電纜（micro USB轉USB）
?精密交流電源（例如，Brüel＆Kj?r AP2700或類似精密正弦波發生器）
?帶BNC和SMA終端的同軸電纜
圖16.CN-0540參考設計板的3D渲染圖
開始使用
基本測試設置要求將EVAL-CN0540-ARDZ板插入支持的FGPA載板。載板需要為EVAL-CN0540-ARDZ板供電、運行嵌入式Linux鏡像、捕獲數據并顯示數據。該軟件可從ADI公司網站獲得，其支持Terasic DE10-Nano和類似的Arduino兼容FPGA載板。
圖17.設置框圖
要測試該板的基本功能，請將精密高質量正弦波或任意波形發生器連接到EVAL-CN0540-ARDZ板的模擬輸入連接器。
分步說明如下：
1. 插入Arduino接頭，將EVAL-CN0540-ARDZ評估板安裝到載板上（Terasic DE10-Nano），如圖18所示。
圖18.EVAL-CN0540-ARDZ安裝在Terasic DE10-Nano載板上
2. 將同軸電纜的BNC端連接到信號源單端或不平衡輸出，另一端連接到EVAL-CN0540-ARDZ模擬輸入SMA連接器（參見圖19）。
圖19.同軸電纜連接到CN-0540模擬輸入連接器的特寫照片
3. 將ADI FPGA Linux鏡像加載到micro SD卡上。
4. 配置micro SD卡以對CN-0540和載板使用正確的文件。
5. 將HDMI電纜從Terasic DE10-Nano連接到顯示器。
6. 將USB OTG電纜連接到Terasic DE10-Nano上的micro USB端口，然后插入無線鼠標/鍵盤的USB加密狗。
7. 使用所提供的電源，將管式插孔連接到DE10-Nano，然后接通Terasic DE10-Nano電源開關。
8. 按照如下步驟開啟正弦或任意波形發生器的電源：
a. 將信號類型設置為正弦波。
b. 在1 kHz下將電平設置為1 V p-p。
c. 使能輸出。
9. 運行該軟件并捕獲生成的ADC數據和FFT數據。
圖20和圖21中的兩幅圖顯示了按照步驟1至步驟9所述進行配置時載卡的預期典型捕獲結果。圖20顯示了ADC捕獲數據的時域視圖，說明了多個樣本的預期幅度。
圖20.時域數據
圖21顯示了經過處理后顯示為頻域FFT圖的相同數據。
圖21.所捕獲數據的FFT
有關硬件和軟件設置的更多信息，請參閱CN-0540用戶指南以了解詳情。
壓電加速度計傳感器結果
為了實現合理的噪聲測量，必須讓壓電加速度計保持穩定——要么使用主動振動臺來抵消環境振動，要么將其固定在大型物體上以減少從環境中拾取的振動。在壓電加速度計直接連到信號鏈輸入端的場合，使用了固定到大型物體的方法。所用傳感器為Piezotronics PCB 333B52型3 kHz傳感器。
圖22顯示了連接傳感器時獲得的FFT的比較性能圖。系統的噪聲主要由傳感器信號決定。
圖22.連接有無源穩定壓電傳感器的直流耦合解決方案的FFT
工商網監
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