引言
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過去幾年，實際應用條件下的閾值電壓漂移（VGS(th)）一直是SiC的關注重點。
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英飛凌率先發(fā)現(xiàn)了動態(tài)工作引起的長期應力下VGS(th)的漂移現(xiàn)象，并提出了工作柵極電壓區(qū)域的建議，旨在最大限度地減少使用壽命內的漂移。[1]。
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經(jīng)過不斷研究和持續(xù)優(yōu)化，現(xiàn)在，全新推出的CoolSiC? MOSFET M1H在VGS(th)穩(wěn)定性方面有了顯著改善，幾乎所有情況下的漂移效應影響，都可以忽略不計。
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現(xiàn)象描述
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VGS(th)漂移現(xiàn)象通常是通過高溫柵極偏置應力測試（DC-HTGS）來進行描述的，該測試遵循JEDEC等標準定義的測試準則進行。
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近期的研究結果表明，與相應的靜態(tài)柵極應力測試（DC-HTGS）相比，包括V_(GS(off))<0V在內的正負電源驅動，交流AC柵極應力引起的閾值電壓漂移更高，這一發(fā)現(xiàn)為SiC MOSFET器件的可靠性帶來了新視角[1,3]。
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圖1顯示了交流（AC）和直流（DC）應力條件下的不同影響。VGS(th)?(ΔVth)的數(shù)據(jù)變化是使用數(shù)據(jù)表[1]中的最大條件得出的。
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圖中可以看到兩個不同的斜率，第一個對應的是典型的類似直流DC的漂移行為（“直流擬合”）；第二個更大的斜率對應的是正負電源的交流AC應力效應（“交流擬合”），也稱柵極開關不穩(wěn)定性（GSI）。

圖1：連續(xù)柵極開關應力期間的漂移：
VGS,(on)=20V;VGS(off)=?10V;
Tvj,max=150°C and f=500kHz.[1]

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我們的結論是：開關周次數(shù)超過10?的應力條件下，交流漂移是造成應力的主要原因；開關周次數(shù)較少時，直流漂移是造成應力的主要原因。
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數(shù)據(jù)顯示，開關應力會導致VGS(th)隨時間緩慢增加。由于閾值電壓VGS(th)增加，可以觀察到溝道電阻（Rch）的增加。這種現(xiàn)象由等式（1）描述，式中，L是溝道長度，W是溝道寬度，μn是電子遷移率，Cox是柵極氧化層電容，VGS(on)是導通狀態(tài)柵極電壓，VGS(th)是器件的閾值電壓[1]。

總RDS(on)是由各電阻的總和決定的，即溝道電阻（Rch）、結型場效應晶體管電阻（RJFET）、漂移區(qū)的外延層電阻（Repi）和高摻雜SiC襯底的電阻（RSub）。等式（2）描述了總RDS(on)的整個組成。
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因此，VGS(th)的增加會導致溝道電阻略有提高，從而造成RDS(on)提高，以及久而久之產(chǎn)生的導通損耗。

柵極開關應力
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為了確保和預測我們的CoolSiC? MOSFET在典型開關工作期間電氣參數(shù)的長期穩(wěn)定性，我們開發(fā)并采用了一種新的應力測試：柵極開關應力測試（GSS）。該測試可以讓您直接確定電氣參數(shù)漂移，這些漂移通常在正負驅動電壓模式下運行（正V(GS,on)：導通；負VGS(OFF)：關斷）。該測試可以讓開發(fā)人員量化上述新的失效機制，因此，是鑒定SiC MOSFET的必要條件。
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GSS測試涵蓋了所有重要的漂移現(xiàn)象，包括在器件正常工作期間發(fā)生的漂移現(xiàn)象。除了缺失的負載電流（它本身不會改變我們所觀察到的漂移行為）[3]，我們通過保持與典型應用條件相似的柵極開關特性（例如，電壓斜率），盡可能地模擬應用（參見圖2）[1]。為了涵蓋在實際SiC MOSFET應用中非常常見的柵極信號過沖和下沖的潛在影響，我們通過在數(shù)據(jù)表所允許的最大柵極電壓和最大靜態(tài)結溫（Tvj,op）下施加應力，來實現(xiàn)最壞情況。

圖2：頻率f=500kHz時，
典型的GSS柵源應力信號。[1]

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在最壞情況下進行測試，可以讓客戶確信自己能夠在整個規(guī)格范圍內使用該器件，而不會超過漂移極限。因此，這種方法保證了器件的出色可靠性，同時也便于安全裕度的計算。
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除了VGS(th)，柵極漏電流IGSS等其他參數(shù)也得到了測量，并在被測硬件上保持一致[1]。
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最壞情況的壽命終止漂移評估
及其對應用的影響
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在開發(fā)逆變器的過程中，一大任務就是預測設備的使用壽命。因此，必須提供可靠的模型和信息。在各種工作條件下，進行了大量的測試后，我們就能開發(fā)出一個預測性的半經(jīng)驗性模型，該模型描述了閾值電壓隨任務曲線參數(shù)的變化，例如：應力時間（tS）、柵極偏置低電平（VGS(off)）、柵極偏置高電平（VGS(on)），開關頻率（fsw）和工作溫度（T）（ΔVGS(th)?(tS,VGS(off),VGS(on),fsw,T)）[3]。
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基于該模型，我們建立了一種評估閾值電壓漂移的方法，使用最壞情況壽命終止曲線（EoAP）來計算相對R(DS(on))漂移。在應用中，以任意頻率運行一定時間，我們可以計算出至EoAP之前的開關周期總數(shù)（NCycle）。然后，使用NCycle讀出相對RDS(on)漂移。
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周期數(shù)取決于開關頻率和工作時間。典型的硬開關工業(yè)應用（例如，太陽能組串逆變器）使用16-50 kHz的開關頻率。使用諧振拓撲的逆變器的開關速度通常超過100kHz。這些應用的目標壽命通常在10-20年，而實際工作時間通常在50%-100%。
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以下示例提供了一個樣品評估：

目標壽命[年]：20

實際工作時間[%]：50%=>10年

實際工作時間[s]：315,360,000s(10年)

開關頻率[kHz]：48

周期持續(xù)時間[s]：1/開關頻率=0.0000208

壽命終止時的周次數(shù)=~1.52E+13

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導通電壓為18V時，預計25°C時的RDS(on)的相對變化小于6%，175°C時小于3%，見圖3（圖3中的綠點）。

圖3：VGS(on)=18V、Tvj,op=25°C、125°C和175°C [2]時的相對RDS(on)變化

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圖4示例基于最近推出的EasyPACK? FS55MR12W1M1H_B11（DC-AC逆變器中的三相逆變橋配置），說明了RDS(on)預測變化的影響[4]。這個例子是在損耗分布中，傳導損耗（Pcon）占比很大的應用。Tvj,op從最初的148°C到150°C的最壞情況EoAP僅上升2K。結果證明，哪怕是使用了20年后，RDS(on)的輕微變化導致的Tvj,op增加也可以忽略不計。
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圖4.最壞情況EoL評估：Vdc：800V，Irms：18A，fout：50Hz，fsw：50kHz，cos(φ)：1，Th=80°C。

圖中文字：
Power loss：功率損耗
Initial point：初始點
Worst-case EoAP：最壞情況EoAP
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這種方法意味著，最大漂移應當是在所描述的最壞情況下出現(xiàn)的。借助全新的M1H芯片，客戶將能從數(shù)據(jù)表的規(guī)格范圍中，選擇最適用于其應用的參數(shù)。柵極信號中的寄生過沖和下沖不會影響漂移，無需從應用的角度考慮。因此，可以節(jié)省時間和精力。
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請注意：在控制良好的柵極偏置電平下運行的應用，遠低于數(shù)據(jù)表的最大限制，例如，+18V/-3V，在相同的開關周期數(shù)下，RDS(on)的變化幅度甚至更小。
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結論
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我們通過在各種開關條件下進行長期的測試，研究了在實際應用條件下的閾值電壓特性。我們開發(fā)并采用了一種應力測試程序，來確定在現(xiàn)實的應用開關條件下，最壞情況EoAP參數(shù)漂移，為我們的客戶提供了可靠的預測模型。
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除了其他關鍵的改進外，英飛凌推出的1200V CoolSiC? MOSFET，即M1H，還顯示出了出色的穩(wěn)定性，并降低了漂移現(xiàn)象的影響。
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參考文獻
[1] 英飛凌應用說明 2018-09
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[2] P. Salmen, M. W. Feil, K. Waschneck, H.Reisinger, G. Rescher, T. Aichinger: 一種新的測試程序，可實際評估 SiC MOSFET 在開關運行中的壽命終止電氣參數(shù)穩(wěn)定性；2021 IEEE 國際可靠性物理研討會（IRPS）（2021 年）
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[3] 英飛凌：白皮書 08-2020：英飛凌如何控制和確保 SiC 基功率半導體的可靠性，第 11–21 頁;
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[4] 數(shù)據(jù)表 FS55MR12W1M1H_B11
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