嵌入式音頻處理基礎

　　傳統的D/A轉換方法有加權電阻器、R-2R梯形網絡和零點交叉失真等。正如A/D中的情況那樣，Σ-Δ設計統治了D/A轉換的領域。這些轉換器可以接受16位44.1kHz的信號，然后使用插值濾波器把它轉換為2.8224MHz的1位樣點流。然后用1位的DAC把這些超級采樣的樣點流轉換成模擬信號。

　　一個典型的嵌入式數字音頻系統可以使用一個Σ-Δ音頻ADC和一個Σ-Δ DAC，因此，在PCM信號和過采樣流之間的轉換要進行兩次。由于這個原因，Sony與Philips (NXP半導體)已經在它們的Super Audio CD(SACD)格式中引入了一種與PCM不同的格式，被稱為直接流數字(DSD)。這種格式用1位的高頻(2.8224MHz) Σ-Δ流來存儲數據，因而繞過了PCM轉換。它的缺點是，DSD流不像PCM那樣直觀，而且需要一套獨立的數字音頻算法。

　　連接至音頻轉換器：一個ADC的例子

　　好了，我們有了足夠的背景知識?，F在讓我們看一下實際的轉換器連接的例子。對于低成本音頻ADC的很好的選擇是ADI公司的AD1871，它使用Σ-Δ技術以96kHz的速率進行24位的轉換。圖3a示出了AD1871的功能框圖。這個轉換器有左(VINLx)和右(VINRx)兩個輸入聲道，這其實就是能夠處理立體聲數據的另外一種說法。數字化的音頻數據是通過數據端口串行流出的，通常流到信號處理器的一個相應的串行端口(如Blackfin處理器上的SPORT接口)。另外還有一個SPI(串行外圍接口)端口，利用該端口，主處理器可對AD1871通過軟件命令進行配置。這些命令包括設置采樣率、字長、聲道增益和靜音等的方法，還有其他一些參數的設定。

　　圖3 (a)AD1871音頻ADC的功能框圖
(b) 一個ADSP-BF533媒體處理器與AD1871的無縫連接

　　正如圖3b中的框圖所指出的，AD1871 ADC與 Blackfin處理器可無縫連接。電路的模擬部分被簡化了，因為在這個討論中只有數字信號才是重要的。AD1871的過采樣率由外部晶振提供。圖中的處理器有2個串行端口(SPORT)和一個SPI端口，用于連接AD1871。被配置成I2S模式的SPORT是與AD1871進行數據連接的端口，而 SPI端口用作控制連接。

　　I2S協議是由Philips(NXP半導體)為音頻信號的數字傳輸而開發(fā)的一個標準。該標準使音頻設備制造商所生產的器件可以相互兼容。

　　確切地說，I2S是一種用于傳輸立體聲數據的3線串行接口。正如圖4a中所示，它規(guī)定了位時鐘(中)、數據線(下)和左右同步線(上)，而左右同步線用來選擇當前正在傳送的數據幀是左聲道的還是右聲道的。

　　從本質上講，I2S是一個帶有兩個活動聲道的時分復用(TDM)串行流。TDM是一種通過一條物理鏈路傳輸超過一個聲道(比如左聲道與右聲道)的方法。

　　在AD1871電路結構中，當對SPORT時鐘(RSCLK)和幀同步(RFS)線進行驅動時，ADC可以降低它從外部晶振接收到的12.288 MHz采樣率。該配置保證了采樣和數據傳輸是同步的。

　　SPI接口，如圖4b所示，是Motorola為了使主處理器可以與各種數字器件相連而設計的。這個在SPI主設備與SPI從設備之間的接口由一條時鐘線(SCK)、兩條數據線(MOSI和MISO)和一條從設備選擇(SPISEL)線組成。其中一條數據線由主設備(MOSI)驅動，而另一條由從設備(MISO)驅動。在圖3b的例子中，處理器的SPI端口是無縫地與AD1871的SPI模塊相連接的。

　　圖4 (a)數據信號由AD1871使用I2S協議進行傳送
(b) SPI 3線接口用于控制AD1871

　　帶有獨立SPI控制端口的音頻編解碼器允許主處理器在運行中修改ADC的設置。除了靜音和增益控制外，其中一個確實很有用的ADC(如AD1871)設置是對節(jié)電模式的設置能力。對于電池供電的應用來說，這通常是一個本質功能。

　　DAC與編解碼器

　　將音頻DAC與主處理器相連接與我們才討論過的與ADC連接的過程完全一樣。在一個同時使用ADC和DAC的系統中，同一個支持雙向傳輸的串行端口可以同時連接這兩者。

　但是，如果您正在考慮全雙工音頻，那么您最好采用一個可以同時完成模擬數字轉換和數字模擬轉換的單芯片音頻編解碼器。這樣的編解碼器的一個很好的選擇是ADI公司的AD1836，它有三個立體聲DAC和兩個立體聲ADC，而且可以通過多種串行協議進行通訊，包括I2S。

在本文中，我們講到了將音頻轉換器與嵌入式處理器進行連接的一些基本內容。在本文的第二部分，我們將敘述音頻數據在存儲和處理時的格式。我們將特別回顧在選擇數據字長時的折衷方法。這是很重要的，因為這決定了所用的數據類型，而且，如果希望獲得的質量等級太高而某個特定器件達不到的時候，也可以避免選擇某些處理器。此外，數據字長的選擇有助于在增加動態(tài)范圍和增加處理能力之間的折衷選擇。

　　音頻功能在嵌入式媒體處理中起到關鍵性的作用。雖然一般來說，音頻處理比視頻處理占用較少的處理能力，但它們具有相同的重要性。

　　本文共包括三個部分，在第一部分中，我們將探討數據是如何從各種音頻轉換器(DAC和ADC)傳送給嵌入式處理器的。在這之后，我們將探討一些經常用于連接音頻轉換器的外圍接口標準。

　　模擬與數字音頻信號之間的轉換

　　采樣

　　所有的A/D與D/A轉換都應該遵循Shannon-Nyquist采樣定理。簡言之，該定理規(guī)定了模擬信號在被采樣時的速率 (Nyquist采樣率)必需等于或超過它的帶寬(Nyquist頻率)的兩倍，以便可以在最后的D/A轉換中進行信號重構。低于Nyquist采樣率的采樣將產生混疊，而這種混疊是那些超過Nyquist頻率的頻率分量在低頻區(qū)的鏡像疊影。如果我們取一個帶寬限制在0-20kHz范圍內的音頻信號，并在2×20kHz=40kHz頻率下進行采樣，那么Nyquist定理就能確保我們可以對原來的信號進行完美重構而不會有任何信號損失。但是，對這個0-20kHz帶限信號用任何低于40kHz的采樣率進行采樣時，將會由于混疊而產生失真。圖1示出低于Nyquist采樣率的采樣如何使信號表示得不正確。在40kHz頻率下采樣時，20kHz的信號被正確地表示(圖1a)。但是，同樣的20kHz正弦波，當在30kHz頻率下采樣時，實際上看起來像是原始正弦波在一個較低頻率上的混疊(圖1b)。

　　圖1 (a)用40kHz對20kHz信號進行采樣可以正確地捕捉到原始信號。
(b)用30kHz對同一個20kHz信號進行采樣所捕捉到的是一個被混疊了的信號(低頻重影)

　　然而，沒有一個實際系統是正好用兩倍的Nyquist頻率進行采樣的。例如，把一個信號限制于一個指定的頻帶內要使用模擬低通濾波器，但這些濾波器從來就不是理想濾波器。因此，通常用來還原音樂的最低采樣率是44.1kHz而不是40kHz，而且許多高質量系統是用48kHz進行采樣的，以捕捉到0-20kHz范圍內更加逼真的聽覺感受。

　　由于語音信號只是我們可以聽到的頻率范圍的一小部分，所以4kHz以下的能量就足以使還原的語音信號能夠聽得懂?；谶@個原因，電話應用中通常只使用8kHz的采樣率(=2×4kHz)。表1歸納了我們所熟悉的一些系統的采樣率。

　　表1 常用的采樣率

　　PCM輸出

　　音頻信號最常用的數字表示是PCM(脈沖編碼調制)信號。在這種表示中，對每個采樣周期內的一個模擬幅度用一個數字量進行編碼。這樣得到的數字波形是一個用來近似地表示輸入模擬波形的由抽取點組成的矢量。所有A/D轉換器的分辨率都是有限的，所以轉換器引入了數字音頻系統所固有的量化噪聲。圖2示出模擬正弦波的PCM表示(圖2a)，它是用一個理想的A/D轉換器進行轉換的，圖中的量化操作顯現為一種“階梯效應”(圖2b)。您可以看到，較低的分辨率導致了對原始波形的較差的表示(圖3c)。

　　圖2 (a)一個模擬信號 (b) 數字化之后的PCM信號
(c) 使用較少位數精度進行數字化之后的PCM信號

　　作為一個數值例子，讓我們假設用一個24位A/D轉換器對一個模擬信號進行采樣，而這個模擬信號的范圍從-2.828V到 2.828V(5.656的峰峰值)。24位有224(16777216)個量化等級。因此，有效的電壓分辨率為 5.656V/16777216=337.1nV。在本文的第二部分，我們將看到編解碼器的分辨率如何影響音頻系統的動態(tài)范圍。

　　PWM輸出

　　脈寬調制(PWM)是不同于PCM的另一種調制方法，它可以直接驅動輸出電路而無需任何DAC的幫助。這在需要低成本的解決方案時特別有用。

　　在PCM中，對每個采樣周期內的幅度進行一次編碼，而在PWM信號中描述幅度的是占空比。PWM信號可以通過通用I/O引腳產生，或者可以用許多處理器中都有的專用PWM定時器來直接驅動。

　　為了使PWM音頻達到相當好的質量，PWM的載波頻率應該至少12倍于信號的帶寬，而且定時器的分辨率(即占空比的間隔時間)應該有16位。由于載波頻率的需求，傳統PWM音頻電路曾經被用于窄帶音頻，比如超重低音。但是，利用目前的高速處理器，就可以擴展到更寬的音頻譜。

　　PWM流必須經過低通濾波，以去除高頻載波。這通常是用驅動揚聲器的放大器電路來完成。D類放大器已經被成功地用于這種結構。當不需要放大時，一個低通濾波器就足以用作輸出級。在一些低成本應用中，聲音的品質不是那么重要，就可以把PWM流與揚聲器直接相連。在這樣的系統中，揚聲器紙盆的機械慣性充當了濾除載波頻率的低通濾波器。

音頻轉換器的簡要背景

　　音頻ADC

　　完成A/D轉換可以有許多種方法。一個傳統的方法是逐次逼近的方案，該方案使用一個比較器對模擬輸入信號與一連串中間D/A轉換輸出之間的比較結果進行檢測，然后得到最后的結果。

　　但目前的大多數ADC都是Σ-Δ轉換器。這種轉換器不是使用逐次逼近的方法來產生很高的分辨率，而是使用了1位的ADC。為了對這個減少了的量化等級數進行補償，這些轉換器在比Nyquist頻率高得多的頻率下進行過采樣操作。把這些過采樣的1位樣點流轉換成一個較低速率、較高分辨率的樣點流是使用這些轉換器內部的數字濾波模塊完成的，目的是為了適應傳統PCM流的處理。例如，一個16位44.1kHz的Σ-Δ ADC可以用64倍的過采樣率，產生一個速率為2.8224MHz的1位樣點流。然后用一個數字抽取濾波器把這個超級采樣的樣點流轉換成一個速率等于44.1kHz的16位樣點流。

　　由于對模擬信號的過采樣操作，Σ-Δ ADC放寬了對用來限制輸入信號帶寬的模擬低通濾波器的性能要求。這些轉換器還具有將輸出噪聲分布在比傳統轉換器更寬的頻譜內的優(yōu)點。