印刷電路板在設計之初往往有相當大的問題，尤其是在基板、Layout、布線等部份都需要注意，本文將從這些面向加以探討。

印刷電路基板的噪訊對策

幾乎所有的電路都使用印刷電路基板，這意味著印刷電路基板的噪訊對策儼然成為噪訊對策的核心。

如圖1所示，印刷電路基板內的電路可以分成三大類：

*電源/大地電路

*主信號電路（）

*接口電路

主信號電路是執(zhí)行實際電路動作的部位，主信號電路隨著電路的種類與用途，還能夠再細分成數(shù)個單元。接口電路是執(zhí)行印刷電路基板與外部信號交易（接口）的電路，接口電路以噪訊對策立場而言，它具備防止印刷電路基板外部的噪訊滲入電路基板，以及電路基板內部的噪訊放射至基板外部兩種功能。

電源/大地（ground）電路主要功能是提供電源給信號電路與接口電路，大地具備不平衡電路的折返線功能。原本電源與大地必需維持穩(wěn)定的電位，不過實際上電源與大地會各自產生共通阻抗（impedance），因此在噪訊對策上屬于非常棘手部位。

印刷電路基板的Layout

以噪訊對策觀點而言，必需根據(jù)種類與用途將電路加以分類，才能夠將噪訊對策配置（Layout）在印刷電路基板上。原則上高噪訊加害性電路與低抗噪訊電路，最好能夠分別配置在獨立的電路基板上，不過實際上基于成本與電路規(guī)模等考慮，兩電路混載情況相當普遍。

如上所述高噪訊加害性電路與低抗噪訊電路，兩者必需盡量分開配置，尤其是噪訊很大的信號線，盡量避免長距離回繞布線。加害性很高的布線則盡量避免通過低抗噪訊電路周圍，如果采取平行或是密接布線時，crosstalk會有變大之虞。 布線的回繞方式取決于組件的配置，為達成上述布線原則，組件的配置成為重要的課題。

圖2是典型的印刷電路基板Layout范例，如圖所示該電路基板是復數(shù)個電路基板之中的一片，此時只要透過主機板就能夠進行信號交易。主機板執(zhí)行基板之間的數(shù)據(jù)交易時通常會有Bus通行，雖然圖2的基板主體是數(shù)字電路，不過卻混載小規(guī)模的模擬電路。

數(shù)字電路透過主機板端的接口電路，除了與其它基板進行接口（interface）之外，數(shù)字接口還能夠與外部進行其它接口作業(yè)。 模擬電路能夠與外部進行模擬信號交易，模擬電路單元設有A/D轉換器，為了避免模擬電路對數(shù)字接口發(fā)生噪訊干擾，因此設置A/D轉換器時必需遠離數(shù)字接口。

模擬電路的電源必需與數(shù)字電路的電源完全分開獨立設置，不過模擬電路的電源電壓若與數(shù)字電路的電源電壓相同時，模擬電路的噪訊很低的情況除外，模擬電路可以使用部份的數(shù)字電路電源，此時必需在模擬電源的入口處設置濾波器，杜絕數(shù)字電路的噪訊。

至于大地則是將數(shù)字與模擬單元連接成一點，再利用數(shù)字與模擬連接部位的圖案（pattern）不規(guī)則回繞設計使它具備若干的阻抗，再利用該阻抗能夠使數(shù)字與模擬單元產生分離效果。

印刷電路基板的布線

基板的入口處通常會設置旁通電容器（bypass condenser）。以圖2為例，旁通電容器設置在數(shù)字電源電路端。基板入口處的旁通電容器，除了發(fā)揮旁通電容器原本的功能之外，它還可以抑制基板內的電源阻抗，過濾來自基板外部的噪訊。為強化上述目的，某些電路還會插入電感與旁通電容器形成LC濾波器（圖3）。

電感器一旦使直流重迭時，由于直流成份的影響造成電感值大幅降低。此外電源用電感會有很大的直流電流動，因此必需選擇適合的電感器。一般電源基板入口處設置的電感器，大多使用圖4的Toroidal型電感器。

旁通電容器采用兩段式結構，為了使旁通電容器支持應寬廣的頻域，因此必需分別使用可以支持低頻的電容器與支持高頻的電容器。基板入口處設置的電容器屬于低頻用，雖然它的容量取決于基板內部流動的電流值，不過一般都使用數(shù)十μF左右的鋁質電電容器。

高頻用旁通電容器則設置在IC附近，大多使用數(shù)0.01μF左右的陶瓷電容器。理想上每個IC附近最好插入一個旁通電容器，小電流IC每隔2~3個設置一個即可。第二段旁通電容器同樣設置在IC附近，如果距離IC太遠的話，由于受到圖中的電感器影響，容易造旁通電容器效果被削弱等問題。

圖5是距離與旁通電容器的互動特性測試結果，圖5（a）的旁通電容器與IC的距離為10cm，圖5（b）為3cm，兩者其它條件完全相同，不過（a）與（b）的效果卻截然不同，距離為10cm時旁通電容器幾乎未發(fā)揮任何作用。

本實驗使用數(shù)字IC（Inverter），圖中的?為IC的動作波形，如圖所示隨著動作波形的變化，IC的電源電流也發(fā)生改變。?－?為電源－大地之間的波形，如圖所示?變化時，電源內部會產生嚴重的噪訊。

圖6的旁通電容器外觀上看似非常靠近IC，實際卻是典型的設計不當范例。旁通電容器的效果，基本上取決于電源－大地－圖案三者之間的回繞方式，雖然旁通電容器的效果非常大，不過布線的阻抗也非常重要，因此設計上通常會使用非常粗大的圖案（圖7）。

此處為探討圖案的影響，IC附近刻意不插入旁通電容器，只在基板入口處設置的旁通電容器，其結果如圖7所示。圖7（a）從旁通電容器一直到IC為止的圖案比較細長（高阻抗），圖7（b）的圖案則比較粗短（低阻抗），不過兩者的波形都呈振動狀。

振動的原因主要是連結（Linking）所造成，以圖7（a）為例，由于連結周期與布線長度呈比例，因此圖7（a）的連結周期非常長，而且振幅也比較大。圖7（a）的Linking最初呈站立狀，?的波形凸出延伸（亦即圖7（a）的上方箭頭處與下方③的部位），實際上①部位的波形也呈相同形狀。

連結波形之中②部位對照?波形的站立，雖然①與③對照呈下降狀，不過①、②、③三者的連結振幅彼此相異，主要原因是受到IC的”H”/”L”非對稱性特性影響所致，一般IC的”L”電流驅動能力強大者居多，因此此處IC也出現(xiàn)相同現(xiàn)象。

一般低頻模擬電路只須一點接地（earth）即可，高頻時則需采用Beta earth方式，此時包含大地（ground）在內所有有關電源的布線，也必需采用Beta earth設計方式，至于數(shù)字電路空白部位，若以Beta圖案填補非常有效。

多層基板的電源與大地（ground）大多采用Beta圖案設計方式，主要理由是Beta圖案的阻抗比線狀圖案低，而且Beta圖案還兼具遮蔽（shield）信號導線層的功能，這意味著多層基板在噪訊對策上非常有效。 設計信號導線首要工作是縮短信號導線的長度，因此布線前組件的配置技巧具有決定性影響。

基板內的布線大多是不平衡狀態(tài)，此時電路上必需考慮包含信號線在內的信號折返線（亦即大地線）。信號線與大地線構成的電路，必需避免變成大面積回路（loop）。此外基于crosstalk等考慮，設計上必需盡量避免低抗噪訊信號線與高加害性信號線鄰接、平行配置，無法回避時可以在兩信號線之間插入大地線（ground wire）。

高阻抗部位的抗噪訊能力不如低阻抗部位，因此高阻抗部位的布線必需采取最短距離設計，或是加長低阻抗部位的布線長度，必要時可以插入緩沖器（buffer）。

長距離布線時信號線的阻抗會變成信號線的阻抗特性，布線很短時布線兩端的其中一端會受到低阻抗支配，因此可以將布線整體視為低阻抗。信號線的一端為驅動端，另一端為接收端的設計相當普遍，驅動端的輸出阻抗很低，接收端的輸出阻抗卻很高，信號線很短的場合，驅動端的阻抗可以視為低阻抗。

如圖9所示驅動與接收端之間插入高阻抗組件時，高阻抗組件與接收端之間的布線會變成高阻抗，此時必需縮減高阻抗部份的布線長度，加長低阻抗部份的布線長度。圖9中的接收器為反相增幅器，由于應用增幅器的輸入阻抗很高，因此電阻器RS與RF之間的（B）屬于高阻抗，換言之此時必需縮減該部位的布線長度，加長（A）部位的布線長度

設計基板布線時必需注意反射造成的連接（linking），尤其是驅動與接收端挾持的信號線，剛好符合產生連接的條件。以往基板不太會發(fā)生連接問題，主要原因是在一般尺寸的基板內部，連接的頻率大多比信號的頻率高（長20cm的圖案，頻率大約是250MHz）。

此外IC選擇取決于信號的頻率，低動作頻率的IC無法使大于本身頻率的信號通過，換言之IC本身具備濾波器效應，即使有高頻連接通常都不會造成困擾。不過最近幾年信號的頻率不斷更新記錄，基板內部信號與連接的頻率非常接近，導致連接問題越來越嚴重。

高頻噪訊（noise）不但會在信號線內部傳遞，還會透過信號線放射散播，因此單純在接收端設置濾波器，過濾連接的效果非常有限，根本對策是徹底消弭連接（圖10）。信號頻率很高時，延緩信號的站立方法容易造成信號本身遲鈍，另外一種方法是使接收端適當終結藉此消除連接，不過終結接收端時電流仍舊在流動它會消費電力，基于省能源等考慮一般都是采取驅動端終端設計方式。

如果接收端插入濾波器，在接收端可以消除連接，不過卻無法消除信號在線的連接。如圖10（b）所示驅動端插入濾波器可以取代終端電阻器。信號在線的濾波器通常都是使用圖11所示的Ferrite beads type。

中空圓筒狀Ferrite beads磁性材料，利用通過中心的導線形成電感器（Induct）。理想性電感器完全沒有損失，只有純粹的電感值，實際電感器則有損失。損失越低表示電感器的質量越高，電感器的質量指針為「Q」，Q值越大損失越低，零損失時Q值為無限大。

不過噪訊濾波器要求適當?shù)膿p失，尤其是連接防止用電感器的損失如果太低時幾乎沒有任何效果。圖12是兩端的反射100%布線，使用零損失理想電感器時的模擬分析連接波形（因為模擬分析可以創(chuàng)造零損失時各種狀態(tài)）。

由圖可知隨著電感值的大小，連接的波形與頻率也跟著改變，不過連接卻不會衰減，連接會隨著信號在布線中復數(shù)次的往返不斷產生，電感值則限制該往返信號的頻率。

純電感值不會消費信號的能量，因此連接不但不會衰減反而會不斷產生，此處為了消弭連接，因此要求一定的能量損失，亦即濾波器必需具備適當?shù)膿p失。Ferrite beads的損失并非單純的阻抗，它的損失大小具備頻率特性，因此透過適當?shù)腇errite beads特性選擇（頻率特性、電感值、損失的大小），不但可以使信號的波形遲鈍，還能夠有效抑制連接。

圖13是實際使用Ferrite beads時的波形，值得一提的是Ferrite beads并非連接至基板內的圖案，而是直接與接口連接。如圖所示13（a）是無Ferrite beads時的波形；圖（b）~（d）分別是逐漸增加Ferrite beads電感值時的波形。

圖13（b）仍舊殘留若干連接；圖13（d）出現(xiàn)癱陷（sag），圖中水平部位應該呈平整狀，實際上卻是急遽下降之后略為提高，至于癱陷則是電感值過大造成的特殊現(xiàn)象。圖13（c）被認為最適宜的Ferrite beads。數(shù)字信號的場合，圖13（d）比較妥適，不過即使是圖13（d）的波形也不會引發(fā)誤動作。若與圖13（c）比較，信號的高頻成份反而大幅減少，其結果如圖14所示，來自信號信的放射噪訊亦隨著降低。