理想的指揮是歷史。如果你不相信，你的設計可能是吐司。從DC到千兆赫頻率范圍，PCB走線電阻和電抗會降低產品性能。精確測量走線阻抗可以幫助您確定電路無法達到最佳性能的原因。

問題始于直流測量。對于直流測量，您無需關心電抗，但即使PCB走線顯示的低電阻電平也會引入誤差。考慮圖1a中的銅跡線，顯示0.45 mW/平方電阻(圖1b)。該跡線表現出大約0.18-W的電阻。 1 如果它向具有5kW輸入阻抗的16位ADC傳輸模擬信號，它將貢獻一個單位誤差為0.18/5k = 3.6×10 - 5 。這大約等于2x2 - 16 ，表示走線電阻會給ADC的輸出帶來2-LSB誤差。

你可以在最低電阻范圍內使用標準DMM測量該幅度的電阻。只需將DMM的測試引線夾在一起即可測量其電阻;一些數字萬用表將自動自動清零。 2 一個四位數的儀表，50-W刻度將提供0.01-& W& p分辨率，雖然精度低于1 W價值將受到影響。

圖1。(a)此處描述的10 cm長的PCB走線對包含它的電路貢獻0.18 W 。 PCB跡線材料的電阻通常表示為歐姆/平方。 (a)部分的軌跡由400個0.25x0.25毫米的方塊組成，端對端設置;每個方塊的電阻為0.18W/400平方或0.45mW/平方。 (b)您可以將方塊組合成任何較大的方塊并保持相同的阻力。

開爾文雙橋

準確測量這種小電阻的傳統方法是使用開爾文雙橋 3 (圖2a)。對于R A /R C = R B /R D ，當被測電阻器R X ，等于標準校準電阻，R S ，乘以R A /R B 。標記為R X(lead)的電阻表示與R X串聯的測試引線或PCB走線電阻您要從R X 的測量值中排除。 R L 構成來自R B 和R D 與檢流計相對。

首先用開關SW測量R X L 已關閉。在平衡橋之后打開SW L (即，在調整R S 之后使得檢流計讀數0)用作檢查R A 到R D 的值。如果當您打開開關時檢流計偏離0，那么R A /R C 比率不再等于R B /R D ，您需要重新校準橋接器或測量值不準確。

請注意，雙橋執行四線測量：探頭P F1 和P F2 用作強制導線，將電流輸送到R X ;探針P S1 和P S2 用作傳感線，測量R上產生的電壓 X 以響應應用于它的電流。首先，鍵是應用傳感線，使得它們僅測量被測電阻兩端的電壓，其次是最小化通過它們的電流。對于電阻器R A 到R B 具有1kW的值，開爾文雙橋可以測量電阻從1μW到10W。如果用交流電源 f 代替圖1所示的電池，則可以測量無功阻抗，其中電容器的阻抗(歐姆)等于-j/( 2pfC)和電感器的阻抗(歐姆)等于j2pL。

修補古典的開爾文雙橋是一個繁瑣的過程 - 你必須通過R A sub“> D 值并找到校準的R S ，它對應于被測電阻器的所需值。如果要測量無功元件(例如，PCB走線的電感或電容)，則需要校準頻率發生器。幸運的是，現代數字毫歐和阻抗計可以為您處理大部分繁重的工作。這種儀器采用的一種方法是自動平衡橋 4 與可選擇的RS值一起使用。

圖2./strong>(a)開爾文雙橋比較未知電阻R X 與標準已知電阻R 小號 。 (b)現代微量計采用一種稱為自動平衡橋的變型。在線測量需要通過探頭P FG 接地保護連接。

自動平衡電路保持開爾文橋的四線測量配置。強制電流從電壓源流向R X ，通過探針P F1 進入R X 。對于所示的電壓極性，運算放大器產生負輸出電壓。為了將求和結電壓維持在0，輸出電壓達到負電平，足以通過探針P X 電流id5055884-129-sub“> F2 到R X(lead)，R S(領導)，和R S 。知道校準的R S 值，R X (電壓表VM)兩端的電壓 1 measure)，以及R S (其中VM 2 measure)，自動平衡儀器的內部數字處理器可以計算R X 。這種技術可以測量低至1 mW。

如果您在線測量阻抗，則需要使用五線或六線測量技術。 5 這些導線包括兩個強制導線和兩個開爾文配置的感應導線以及一個保護連接(第五根導線)和可選的保護感應導線(第六根導線)。

圖2b的以黃色突出顯示的部分說明了使用防護配置。 R 1 且R 2 表示與R X ;虛線表示其他組件可能連接到網絡，包括R X ，R 1 ，和R 2 。流經R 2 進入運算放大器求和點的任何電流都會干擾自動平衡電橋對R 的確定X ;對于所示配置，橋將報告R X 的值與R 1 加上R 2 加上它們的引線電阻。通過強制與求和點相對的R 2 節點，保護最小化通過R 2 的電流。通過探針P FG - 第五根線接地。由于探頭對地連接不會完全無電阻，因此您可以添加第六根防護感應線來測量R 2的電壓 guard connection，使您的儀器能夠計算并補償流經R 2 的誤差電流。

傳輸線阻抗

迄今為止討論的配置工作在直流或低頻，基爾霍夫的電流定律瞬間適用：對于強制進入圖1軌跡一端的每一個電子，電子立即彈出另一端。在高頻率下，這種假設分崩離析。例如，假設您將1 ps的上升時間邊沿應用于10 cm軌跡的一端。你必須等待至少333 ps，而你的信號沿光速傳播，接近光速，然后在另一端發生任何事情。您的跡線已從簡單的低阻導體轉變為傳輸線。

為了描述信號沿跡線傳播時的走線電壓和電流，您不能直接依賴歐姆和基爾霍夫定律。但是，您可以研究跡線和附近導體的無窮小部分，通常是通過一層PCB基板與跡線分離的接地層(圖3)，一種稱為微帶線的配置。您的PCB走線將具有每單位長度的電阻和電感( R '和 L ' )，你的電路板將展示一個接地平面電導和電容( G '和分別為C '。無窮小長度 dx 將具有 R 的電阻，電感，電容和電導值 dx ， L ' dx ， C ' dx ， G ' dx 。對于這個無窮小的長度，您可以調用歐姆定律和基爾霍夫的電壓和電流定律來推導出電壓 v(x，t)與當前 x 的位置“id3579883-126-i”> i(x，t)。

圖3。此PCB走線，基板和接地層構成微帶線線。您可以將歐姆和基爾霍夫定律應用于線的無窮小部分以計算其特征阻抗。

您可以查看任何介紹性教科書 6 ，以查看推導的代數細節。結果如下：

Z 0 是PCB特性阻抗，對于低電阻和電導值(表征幾乎無損的線)，減少到

。特性阻抗是PCB上高速電路的關鍵規范;特征阻抗值至關重要的跡線稱為受控阻抗跡線。

您可以使用場解決控制阻抗計算器程序 7 來計算基于物理的微帶線和其他PCB傳輸線配置的特征阻抗尺寸和導體和介電特性。測量特征阻抗以查看它與計算值的比較情況比簡單地連接歐姆表更復雜。您將看到的阻抗不僅取決于被測線路，還取決于連接線路。

如果測量輸入阻抗 Z IN 具有特征阻抗的無限長微帶線 Z 0 ，你會發現 Z IN = Z 0 。類似地，如果您測量具有特征阻抗 Z 0 的有限微帶線，并且終止于匹配負載阻抗 Z L = Z 0 ，您還會發現 Z IN = Z 0 。對于其他情況 - 有限傳輸線終止阻抗不匹配 Z 0 - 測量變得更加復雜。當施加的入射信號遇到阻抗不匹配時，其一部分能量反射回源。反射電壓 E R 與應用或入射電壓 E I 稱為反射系數 8 ：

如果您知道反射系數和其中一個阻抗值，則可以使用此公式計算其他阻抗。

通常用于測量反射系數的儀器是時域反射儀( TDR) - 基本上是一個時域示波器，它與一個用于產生入射電壓的源相結合，可以應用于被測阻抗(圖4a)。圖4b至4e顯示您可能期望看到的各種負載阻抗的TDR示波器波形。對于圖4b中的開路情況，所有入射能量都反射回源。在時間t 1 ，入射波沿線傳播并且入射波返回所需的時間，反射電壓 E R = E I 增加了入射電壓，TDR范圍跡線上升到2 E I 。對于短路情況(圖4c)，反射電壓大小相等但極性與入射電壓相反，反射系數為-1。

< idd =”id =“ >(a)時域反射儀包括示波器和信號發生器;它可以將入射電壓施加到以負載阻抗終止的微帶線，并監控反射電壓。顯示屏顯示(b)無限負載和(c)短路負載以及負載阻抗(d)略高，(e)略低于微帶線的特征阻抗。

通常，您將比較微帶線的阻抗與已知參考元素的阻抗。例如，要測試28-W Rambus存儲器板阻抗，您可以將它們與由兩個標準50 W阻抗并聯的25 W參考電壓進行比較。 9 在這種情況下，你會看到更低的反射系數，如圖4d和4e所示。

您不需要專用的TDR來測量反射系數 - 任何滿足您的應用所規定的速度要求的信號源和示波器都可以。然而，TDR確實具有優勢。許多人會自動計算并顯示反射系數，因此在計算器上計算數字時，您不必在示波器屏幕上對等。

此外，TDR可以很容易地找到阻抗不匹配。假設您知道沿傳輸線傳播的信號的傳播速度 - 您可以通過對相同類型的線路的已知長度執行TDR測量來確定 - 您可以根據生成之間的延遲計算不匹配阻抗的位置。入射電壓和反射電壓的出現。 (這對于測量長電纜比對微帶線更有用。)大多數TDR可以為您執行這些計算，在x軸上顯示距離和時間。

走線寬度和電鍍厚度的變化可以在Rambus板等高速板上造成嚴重破壞。在制造過程中驗證受控阻抗板上的特性阻抗值對于確保正常運行至關重要。由于多層受控阻抗板上的受控阻抗跡線通常無法進入，因此制造商通常會制造測試樣品及其生產板。測試試樣 10 是具有與生產板相同的層和跡線結構的小PCB。可以從生產線定期提取測試試樣，以確保它們能夠充分代表可能降低生產板性能的任何工藝變化。它們經過修整以提供對傳輸線元件的訪問以進行測試。