在過去五年里，Intel?和 AMD?的 CPU 性能有了顯著提高。CPU 性能的提高要求為其供電的電壓調(diào)節(jié)器更加精確和復(fù)雜。電源設(shè)計(jì)人員所面臨的最大挑戰(zhàn)是如何滿足更大的功率、更小的電壓容限以及更快的瞬態(tài)響應(yīng)，并降低電源的總成本。本文簡要探討了脈寬調(diào)制（PWM）的發(fā)展歷程、多相工作模式和電流均衡，并提供了一些有助于設(shè)計(jì)人員應(yīng)對大功率 CPU 供電各種挑戰(zhàn)的最新技術(shù)。

性能要求不斷提高，成本控制更加嚴(yán)格

下表展示了 CPU 性能在過去 5 年間的發(fā)展。注意：在功率大幅增加的同時(shí)，電壓尤其是電壓容限顯著降低。

功率： 電壓調(diào)節(jié)器的一個(gè)參數(shù)為“相”數(shù)，或其提供的通道數(shù)。依據(jù)可用空間和散熱等因素，每相可提供 25W 至 40W 的功率。對于 Pentium 3 而言，單相電壓調(diào)節(jié)器就可滿足要求，而最新一代 CPU 則需要采用 3 相或 4 相電壓調(diào)節(jié)器。

電流均衡： 設(shè)計(jì)多相電源所面臨的挑戰(zhàn)之一便是合理分配各相電流（功率）。如果某相電流嚴(yán)重地不成比例，會(huì)加大元器件的負(fù)荷并縮短使用壽命。實(shí)際上，所有多相電壓調(diào)節(jié)器都包含了能夠主動(dòng)均衡各相電流的電路。

精度： 為使 CPU 工作在較高的時(shí)鐘頻率，要求其電源電壓具有極高精度。并且必須在靜態(tài)和動(dòng)態(tài)負(fù)載下都能保持高精度指標(biāo)。通過采用精密的片上基準(zhǔn)，以及最大程度地降低失調(diào)電壓和偏置電流，可獲得良好的靜態(tài)精度。而動(dòng)態(tài)電壓精度則與電壓調(diào)節(jié)器的控制環(huán)路帶寬以及調(diào)節(jié)器輸出端的大容量電容有關(guān)。由于調(diào)節(jié)器不能立刻響應(yīng) CPU 的電流突變，因此設(shè)計(jì)電路需要大容量的電容。調(diào)節(jié)器控制環(huán)路帶寬越高，響應(yīng) CPU 動(dòng)態(tài)需求的速度就越高，并可快速補(bǔ)充大容量輸出電容的暫態(tài)電流。

對 CPU 電壓調(diào)節(jié)器的要求并非不計(jì)成本，裸片尺寸和引腳數(shù)都與調(diào)節(jié)器提供的相數(shù)成比例。高精度電壓基準(zhǔn)要求采用成熟、完善的設(shè)計(jì)方案和校準(zhǔn)技術(shù)。用于電壓和電流檢測、電壓調(diào)節(jié)以及有源均流的放大器必須保證高速工作，并具有較低的失調(diào)誤差和偏置電流，而且相對于工藝和溫度保持穩(wěn)定。

大功率 CPU 調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)所面臨的嚴(yán)峻挑戰(zhàn)也許就是成本問題，在過去 5 年當(dāng)中，CPU 核電壓調(diào)節(jié)器的每相價(jià)格降低了 4 倍甚至更多。

電源控制的基本要素

所有多相電壓調(diào)節(jié)器都采用這種或那種形式的 PWM 結(jié)構(gòu)。大多數(shù)電壓調(diào)節(jié)器工作在固定頻率，由時(shí)鐘信號觸發(fā)高邊 MOSFET （圖 1 中的 QHI）導(dǎo)通，使輸入電源開始對電感充電。

圖 1. 簡化的單相降壓調(diào)節(jié)器

當(dāng)控制環(huán)路確定應(yīng)該終止“導(dǎo)通脈沖”時(shí)，高邊 MOSFET 斷開，低邊 MOSFET （QLO）導(dǎo)通，電感對負(fù)載放電。由于脈沖前沿（高邊開通）時(shí)間固定（由內(nèi)部時(shí)鐘設(shè)置），而脈沖后沿（高邊斷開）則根據(jù)控制環(huán)路和實(shí)時(shí)狀態(tài)變化，因此這種 PWM 控制類型稱為后沿調(diào)制。高邊 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)間相對于時(shí)鐘周期的百分比稱為占空比（D），該占空比在穩(wěn)定狀態(tài)下等于 VOUT/VIN。

在電壓控制模式下（參見圖 2），輸出電壓（或其比例）與固定的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。產(chǎn)生的誤差信號再與內(nèi)部固定的鋸齒波（或斜坡）信號進(jìn)行比較。該斜坡信號與時(shí)鐘脈沖同時(shí)觸發(fā)，而且只要斜坡信號低于誤差電壓，PWM 比較器的輸出就一直保持為高電平。當(dāng)斜坡信號高于誤差電壓時(shí)，PWM 比較器的輸出變?yōu)榈碗娖讲⒔K止導(dǎo)通。電壓環(huán)路通過適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)控制電壓（VC）以及由此產(chǎn)生的占空比，使輸出電壓（圖 3）保持恒定。

圖 2. 簡化的電壓模式降壓調(diào)節(jié)器

圖 3. 電壓模式波形圖

峰值電流模式（參見圖 4）將電流檢測引入控制環(huán)路，用電感電流斜坡取代了電壓模式下的斜坡信號。與電壓模式類似，按照固定頻率開通高邊 MOSFET，使電感電流線性上升。當(dāng)峰值電感電流等于誤差電壓時(shí)，導(dǎo)通脈沖終止，高邊 MOSFET 斷開。這種方式需要一個(gè)電壓環(huán)路和一個(gè)電流環(huán)路，電壓環(huán)路通過適當(dāng)調(diào)整由電流環(huán)路測量的電感峰值電流，來保持輸出電壓的穩(wěn)定。

圖 4. 簡化的峰值電流模式降壓調(diào)節(jié)器

需要考慮及權(quán)衡的事項(xiàng)

正如人們所料，每種方法都存在其優(yōu)缺點(diǎn)。以下各節(jié)將對電源設(shè)計(jì)人員必須考慮的因素加以說明。

噪聲抑制

電壓模式具有良好的噪聲抑制能力，這是因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)控制 IC 時(shí)，可以使斜坡信號的大小與實(shí)際信號一樣大。輸出電壓是返回到控制器的唯一敏感信號，因此，電壓模式相對容易布局。

除了輸出電壓外，峰值電流模式還需要返回一個(gè)電流檢測信號，可以由負(fù)載電流通路的取樣電阻提供（參見電流均衡）。若要最大限度地降低 I2R 損耗，檢流電阻的阻值要盡可能小一些。因此，取樣信號往往比電壓模式的內(nèi)部斜坡信號小一個(gè)數(shù)量級。值得注意的是，應(yīng)確保信號不受外部噪聲源的干擾。在實(shí)際應(yīng)用中，峰值電流模式非常通用，而且，采用標(biāo)準(zhǔn)的的電路板布局原則，其布局布線并不困難。

輸入電壓調(diào)節(jié)

對于輸入電壓的變化，電壓模式的響應(yīng)較慢。要響應(yīng)輸入電壓的變化，首先必須由輸出電壓誤差反映出來，然后經(jīng)過電壓反饋環(huán)路進(jìn)行校正。因此，響應(yīng)時(shí)間受控制環(huán)路的帶寬限制。目前，大多數(shù)電壓模式調(diào)節(jié)器均包含可檢測輸入電壓變化的電路，并通過相應(yīng)地調(diào)節(jié)其斜坡信號提供“前饋”。然而，這增加了控制器的復(fù)雜性。峰值電流模式的占空比由電感電流斜坡控制，是輸入電壓和輸出電壓二者的函數(shù)，峰值電流模式的逐周期電流比較可以提供固有的前饋，因而能夠快速響應(yīng)輸入電壓的變化。

電流均衡

兩相或多相電壓調(diào)節(jié)器必須動(dòng)態(tài)均衡各相之間的電流，防止某一相電流不成比例。每相電流檢測可通過監(jiān)測高邊或低邊 MOSFET 的電流來實(shí)現(xiàn)，或通過檢測每相流過檢流電阻的電流來實(shí)現(xiàn)。檢測 MOSFET 的電流成本低廉，因?yàn)樗昧爽F(xiàn)有的電路元件。但是，由于 MOSFET 電阻隨工藝和溫度明顯變化，因此精度較低。利用檢流電阻可以實(shí)現(xiàn)精確檢測，但增加了成本，并降低了電源轉(zhuǎn)換效率。

獲取每相電流信息的另一種方法是利用電感的直流電阻（DCR）作為檢流元件。由于這種方法利用了現(xiàn)有的電路元件，并由 DCR 容限來保證合理的精度，因此不增加任何成本。將串聯(lián)的電阻、電容跨接在電感兩端，RC 時(shí)間常數(shù)與 L/DCR 時(shí)間常數(shù)相匹配。通過檢測電容器兩端的電壓，即可很好地表征電感電流的直流和交流特性。目前這種方法在電壓模式和電流模式 CPU 供電調(diào)節(jié)器中相當(dāng)常用。

選擇電壓模式和電流模式是另一個(gè)需要權(quán)衡的問題。由于電壓模式只在控制環(huán)路中使用電壓信號，因此該模式不能控制各個(gè)電感的相電流，而這恰好是實(shí)現(xiàn)均流的必要條件。峰值電流模式本身可提供電流均衡，因?yàn)樵撃Ｊ嚼秒姼须娏餍盘栕鳛?a href="http://www.1cnz.cn/soft/data/4-10/" target="_blank">控制電路反饋的一部分。目前多相電壓模式調(diào)節(jié)器必須再增加一個(gè)控制環(huán)路來實(shí)現(xiàn)均流，這樣就增加了 IC 的復(fù)雜性，并帶來其它需要權(quán)衡的問題，見電壓定位和瞬態(tài)響應(yīng)部分。

峰值電流模式具備固有的均流功能，但也存在影響均流精度的人為因素。由于電感電流峰值是受控的，而電流谷值并不受控制，兩相之間電感值的差異（例如容限產(chǎn)生的差異）將產(chǎn)生不同峰值的電感電流紋波，造成兩相直流電流的失配，并因此影響相電流均衡的精度。

Maxim 運(yùn)用一種稱為快速有源平均（RA2）的技術(shù)，通過獲得每相電感紋波電流的平均值消除了該缺陷。RA2電路（參見圖 5）需要 5 至 10 個(gè)開關(guān)周期獲取每一相的峰值紋波電流，然后用峰值電流信號減去紋波電流的 1/2。將峰值控制點(diǎn)從電感電流峰值移至直流電流，這樣既保持了峰值電流模式的優(yōu)點(diǎn)，又可以實(shí)現(xiàn)非常精確的直流電流匹配。由于 RA2電路不在穩(wěn)壓調(diào)節(jié)電流環(huán)路上，因此不會(huì)降低瞬態(tài)響應(yīng)速度。這項(xiàng)技術(shù)已用于針對 Intel VRD 10.1 （和下一代 VRD）以及 AMD K8 Socket M2 設(shè)計(jì)的 MAX8809A/MAX8810A 核電壓調(diào)節(jié)器中。

圖 5. RA2算法的實(shí)現(xiàn)

電壓定位和瞬態(tài)響應(yīng)

當(dāng)處理器負(fù)載突變時(shí)，現(xiàn)代 CPU 具有較大的瞬態(tài)電流。在這些苛刻的動(dòng)態(tài)指標(biāo)下，電壓誤差必須保持在允許范圍內(nèi)，否則，CPU 就可能閉鎖。使用足夠大的電容可以吸收或供出 CPU 瞬變電流；然而，這增加了整體成本。

大多數(shù)大電流 CPU 核電源采用了電壓定位技術(shù)，以減小對大容量電容的需求。輸出電壓可以依據(jù)定義好的斜率隨負(fù)載電流增大而降低（跌落）。電壓與電流之間的關(guān)系曲線稱為“負(fù)載線”，斜率定義為阻抗（例如，1mΩ）。該方案的優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)下可放寬電壓裕量，從而減小了安全工作對電容容量的要求。

如果不考慮電壓定位，從理論上講電壓模式在電壓環(huán)路響應(yīng)方面具有較大優(yōu)勢。環(huán)路的理論帶寬是輸出電壓紋波頻率的函數(shù)，或是每相開關(guān)頻率與相數(shù)的乘積。在峰值電流模式下，由于“采樣效應(yīng)”，電壓環(huán)路帶寬僅僅是每相開關(guān)頻率的函數(shù)。

然而，電壓定位在具體應(yīng)用中存在實(shí)質(zhì)上的差別。注意：電壓模式控制還需要第二個(gè)控制環(huán)路來實(shí)現(xiàn)電流均衡。該環(huán)路的帶寬通常設(shè)置為電壓環(huán)路帶寬的 1/5 至 1/10，以防止和電壓環(huán)路相互干擾，由于電流均衡通常為低速調(diào)節(jié)，因此低帶寬足以滿足要求。然而，對于電壓定位而言，負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)是電流環(huán)路帶寬的直接函數(shù)。對于電壓模式，其帶寬相當(dāng)?shù)停ɡ?5kHz）。對于峰值電流模式，電流環(huán)路帶寬與電壓環(huán)路帶寬相同（如 50kHz 至 75kHz） ，因?yàn)閮H在一個(gè)環(huán)路使用電壓和電流反饋。圖 6 和圖 7 所示為示波器測試到的圖形，從中可以看出瞬態(tài)性能的差異非常明顯。兩個(gè)圖中顯示的都是先加載 95A 階躍負(fù)載，然后斷開 95A 負(fù)載的情況。

圖 6. 電壓模式瞬態(tài)響應(yīng)（競爭產(chǎn)品）

圖 7. 峰值電流模式瞬態(tài)響應(yīng)（MAX8810A）

不同調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)電壓定位的方式不盡相同。電壓模式下的第二個(gè)電流環(huán)路通常可提供總平均電流。該電流按照一定比例，通過電阻建立一個(gè)偏移電壓，該偏移電壓作用在基準(zhǔn)電壓或反饋電壓，需選取適當(dāng)?shù)淖柚狄蕴峁┻m當(dāng)?shù)呢?fù)載線電阻。

MAX8809A/MAX8810A 采用另一種不同的方法，用一定的增益來動(dòng)態(tài)設(shè)置輸出負(fù)載線（圖 8）。

圖 8. 具有動(dòng)態(tài)電壓定位的峰值電流模式控制（MAX8810A）

誤差電壓計(jì)算公式如下所示：

VC = gMV x RCOMP x （VDAC - VOUT）

其中，gMV 是誤差放大器的增益，RCOMP 是誤差放大器輸出端和地之間的電阻，VDAC 是所期望的輸出電壓，VOUT 是實(shí)際的輸出電壓。

同樣，PWM 比較器反相輸入端上的電壓為：

VC = （IOUT / N） x RSENSE x GCA

其中，IOUT 是輸出（CPU）負(fù)載電流，N 是相數(shù)，RSENSE 是電流檢測電阻， GCA 是電流檢測放大器的增益。

在穩(wěn)壓狀態(tài)下，這兩個(gè)電壓必須相等，將變量代入并重新整理，可得：

（VDAC - VOUT） / IOUT = （RSENSE x GCA） / （N x gMV x RCOMP）

（VDAC - VOUT） / IOUT 是前面定義的負(fù)載線阻抗。電流檢測增益（GCA）和誤差放大器跨導(dǎo)（gMV）為 IC 參數(shù)，是恒定常量；參數(shù) RSENSE 和 N 則由具體應(yīng)用決定。因此，通過選擇恰當(dāng)?shù)?RCOMP 值可設(shè)置負(fù)載線路阻抗，它還用來設(shè)置誤差電壓放大器的增益。

環(huán)路補(bǔ)償

上述 MAX8809A/MAX8810A 電壓定位技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)在于其簡易性。用于電壓定位的誤差放大器輸出電阻也可用于環(huán)路補(bǔ)償。電流峰值模式僅需要單極點(diǎn)補(bǔ)償，以便抵消大容量電容及其 ESR 所形成的零點(diǎn)。MAX8809A/MAX8810A 則僅需要增加一個(gè)與電壓定位電阻并聯(lián)的小電容。電壓定位和環(huán)路補(bǔ)償?shù)慕Y(jié)合大大減少影響調(diào)節(jié)器輸出精度的誤差源。

由于電壓模式調(diào)制器（控制環(huán)路）和輸出濾波器引入了幾個(gè)極點(diǎn)和零點(diǎn)，其補(bǔ)償更加復(fù)雜。電壓模式通常需要 III 型補(bǔ)償方案，增加了小尺寸電阻和電容的數(shù)目。

溫度補(bǔ)償

用電感 DCR 作為電流檢測元件的缺點(diǎn)是：由于銅線具有正溫度系數(shù)，因此 DCR 會(huì)隨溫度變化。這直接影響了電壓定位和限流保護(hù)的精度。

可使用等值、負(fù)溫度系數(shù)的電阻（NTC）對設(shè)計(jì)進(jìn)行補(bǔ)償。該 NTC 通常也是設(shè)置負(fù)載線阻抗電阻網(wǎng)絡(luò)的一部分，確保輸出電壓與電流比例在工作溫度范圍內(nèi)穩(wěn)定。由于 NTC 在整個(gè)溫度范圍內(nèi)是非線性的，因此，電阻網(wǎng)絡(luò)必須包括兩個(gè)額外的電阻，在工作溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)阻抗線性化。

該技術(shù)的缺點(diǎn)是限流電路并未進(jìn)行溫度補(bǔ)償。室溫下確定的限流門限在高溫下必須按比例增加，以應(yīng)對增強(qiáng)的電流信號。室溫下，電感和 MOSFET 必須加大尺寸，以處理限流條件下的最大電流，這會(huì)提高方案成本。

MAX8809A/MAX8810A 提供了一項(xiàng)創(chuàng)新技術(shù)，這些調(diào)節(jié)器也采用 NTC，但與電壓定位電路無關(guān)。器件內(nèi)部進(jìn)行線性化處理，省去了兩個(gè)外部電阻，經(jīng)過溫度修正后的電流信息用于內(nèi)部電壓定位和限流。競爭產(chǎn)品還需要第二個(gè) NTC 補(bǔ)償限流，而 MAX8809A/MAX8810A 則使用同一內(nèi)部溫度信息實(shí)現(xiàn) VRHOT 功能，通過一個(gè)信號指示電壓調(diào)節(jié)器是否超出某一特定溫度。因此，用一個(gè)溫度檢測元件實(shí)現(xiàn)了三個(gè)溫度控制功能，大大降低了系統(tǒng)總成本。

結(jié)論

本文討論了新型 CPU 供電的基本要素，包括兩個(gè)常用的解決方案，電壓模式和峰值電流模式，并介紹了每個(gè)方案在大電流、多相電源設(shè)計(jì)中需要權(quán)衡的特定因素。闡述了 MAX8809A/MAX8810A 核電壓調(diào)節(jié)器所具備的特性和技術(shù)：可借助 RA2技術(shù)實(shí)現(xiàn)峰值電流模式控制，有助于簡化設(shè)計(jì)過程，降低解決方案的總成本。關(guān)于 Maxim 在臺式 PC 和服務(wù)器應(yīng)用方面的其它電壓調(diào)節(jié)器方案，請參考網(wǎng)站：計(jì)算機(jī)：臺式機(jī)、工作站和服務(wù)器。
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