隨著信號速率的提高，信號質量會朝兩個方面惡化。一方面由于時鐘周期變短，固有抖動所帶來的影響變得嚴重，舉例來說，對于1Gbps的信號，1個時鐘周期為1ns，峰值為50ps的隨機抖動不會給系統帶來太大的影響；但是對于10Gbps的信號，1個時鐘周期為100ps，50ps的隨機抖動對系統的影響是致命的。另一方面，速率提升使得通道的損耗變大，碼間干擾會變得更加嚴重。這篇文章主要針對碼間干擾的產生以及如何消除碼間干擾進行分析。

碼間干擾，又稱ISI（Inter symbolinterference），顧名思義是不同信號（碼元）之間的干擾，在說碼間干擾之前，我們先說一下編碼。

1編碼方式

作為一名工程師，我們分析和處理信號，并不僅僅關心信號本身，而是信號中所承載的信息。對于數字信號，最終表現出來的是一連串的二進制（0/1）數據，數據和電平之間有一定的編碼關系，下面列舉幾種常見的編碼方式——NRZ、NRZI、MLT-3。

NRZ即Non-Return to Zero Code， 非歸零碼，是最簡單常見的編碼方式，用0電位和1點位分別二進制的“0”和“1”，編碼后速率不變，有很明顯的直流成份，NRZ編碼的最高頻率基波是波特率的1/2。許多協議都是用的NRZ碼，例如：PCIe、SATA、SAS和USB 3.0SS。

NRZI即Non-Return to Zero Inverted，非歸零反轉碼，編碼不改變信號速率。NRZI的特點是遇到數據“0”電平保持不變，遇到數據“1”電平翻轉，NRZI極性翻轉并不影響數據傳輸。和NRZ一樣，NRZI編碼的最高頻率基波也是波特率的1/2，USB 2.0 HS協議使用的是NRZI編碼。

MLT-3即Multi-Level Transmit -3，多電平傳輸碼，MLT-3碼跟NRZI碼有點類似，其特點都是逢“1”跳變，逢“0”保持不變，并且編碼后不改變信號速率。和NRZ/NRZI不同，MLT-3需要4 bit才完成一次完整周期跳變（NRZ和NRZI是2 bit），相對應的最高頻率基波是波特率的1/4。百兆以太網（FE）使用的就是MLT-3編碼。

圖1 NRZ NRZI和MLT-3編碼

由于現在高速場景都是使用2電平編碼（PAM4尚未普及），NRZ和NRZI碼型在物理層上面的表現并沒有實質性的區別，所以我們下面以NRZ碼為例。

如圖2所示的鏈路的插損［2］如圖3所示（相當于20inch FR4背板的損耗），從TX發出的10Gbps理想信號經過背板后在圖2中1/2/3所示位置的信號和眼圖如圖4、圖5和圖6所示，圖中左側兩個信號分別為理想信號和圖2中各個不同位置的信號對比，右側為圖2中各個位置的眼圖。

圖2 互連背板鏈路示意圖

圖3 背板插損

插損：介質損耗或InsertionLoss，簡稱IL，IL =-S21

可以看出，由于ISI的存在，接收端（圖6）的眼圖已經完全模糊，無法從信號中判斷電平的’0’和’1’，如果不經過處理的話，數據從發送端傳送到接收端會出現大量的誤碼。

圖4 近端（位置1處）信號和眼圖

圖5 位置2處信號和眼圖

圖6 接收端（位置3處）信號和眼圖

在插損很大時，在低頻信號和高頻信號交界的地方，最容易產生ISI。如圖6中紅圈部位所示，在一串如’11111101’這樣的信號，先出現長串的’1’，然后接著是’01’信號，在長’1’信號向’01’信號切換的時候，由于放電時間不足，使得’0’電平嚴重偏離垂直參考點。所以ISI一般有兩個必備條件：1）插損很大；2）低頻信號和高頻信號切換。消除ISI也需要從這兩個方面來考慮。

減小插損一般來說有兩種辦法：一種是減小走線長度，另一種是使用更好板材的PCB以及更好的連接器，然而減小走線長度的話可能會影響布線，而使用更好的板材和連接器會大大增加系統的成本，所以這種方法本文中不再詳述。

28B/10B編碼

由于數據是隨機的，當反復發送”010101”之類的電平時是信號中能夠出現的最高基波頻率成分，恒定為波特率的一半，但是由于在實際信號中出現連續的’1’或者連續的’0’信號的個數是不確定的，出現連續’0’或者’1’的個數越多，對信號質量的影響越大。圖7為兩種不同碼型信號經過同一鏈路的仿真結果，上邊是PRBS7，下邊是PRBS9［3］，可以明顯看出PRBS9的TJ和ISI比PRBS7大。

限制信號中最長的連續’0’和’1’的個數可以改善ISI，8B/10B編碼就是其中最常用的一種編碼方式，8B/10B編碼將8位數據分解成兩組，一組3位、一組5位，經過編碼之后變成一組4位和一組6位的10位數據，經過編碼后的數據中連續’0’和’1’的個數不超過5個，另外，經過8B/10B編碼后的數據’0’和’1’數量基本保持相等，使得信號的DC平衡。USB3.0、PCIe1.0、PCIe2.0和SATA等協議都使用8B/10B編碼。類似的還有64B/66B、128B/130B編碼等，同時在使用NRZI的USB 2.0中，為了限制連續高或者連續低電平的長度，規定在數據中連續出現6個’1’之后自動插入1個’0’，這也是這個目的。但是8B/10B編碼會影響信號的有效帶寬，每10比特信號中只傳遞8比特有效信號，先當于20%的帶寬是浪費的。從PCIe2.0到PCIe3.0的演進中，就放棄了8B/10B編碼，線速率從5Gbps到8Gbps但是實際的帶寬卻翻了一倍

圖7 PRBS7和PRBS9的ISI

PRBS：偽隨機碼，PRBS后面的數字越大，出現的連續的’0’和’1’信號的個數就越長

3加重和均衡

均衡可以分為發送端均衡和接收端均衡，發送端均衡稱為加重或者FFE，接收端的均衡有CTLE和DFE兩種。

FFE：FFE是Feed forward equalizers的縮寫，它可以分為預加重（Pre-Emphasis）和去加重（De-Emphasis）的方法類似，都是通過在TX改變高、低頻成分（如圖8所示），區別是預加重是增加高頻成分，去加重是減少低頻成分，經過TX端的均衡后能夠改善信號質量，現在一般都使用去加重的方式，常用的有2種——Pre cursor和Post cursor，Pre和Post如圖9所示。一般情況下Post cursor使用較多，在鏈路較惡劣的時候加一些Pre cursor可以使眼圖的“眼皮”變薄。De-Emphasis的大小是由高頻部分和低頻部分的比值決定的，高頻部分電壓和低頻部分電壓的比值越大，對抗鏈路差損的能力也就越強。下圖的Pre cursor和Post cursor都是6dB，也就是高頻電壓是低頻的兩倍。FFE的優點是不會放大信號的噪聲，另外，在惡劣的鏈路環境下，如果光依靠RX的均衡無法使得眼圖睜開，在這種情況下我們推薦使用FFE。

圖8 De-Emphasis上和Pre-Emphasis下

圖9 Post cursor和Pre cursor

圖10是鏈路中接收端經過加重后的眼圖，經過8dB的Post cursor去加重后，眼圖已經睜開。

圖10 鏈路中接收端經過加重后的眼圖

圖11是加上8dB 去加重后鏈路中各個位置的眼圖。從圖11可以看出，在鏈路中芯片發送端以及位置1/2處的眼圖都有嚴重的overshoot，這就是FFE的不足之處，由于在發送端增加了高頻成分，在多Lane系統中會增加串擾，并且可能會導致EMC超標，在現在的高速系統中，會將較多的均衡的權重分配在接收端。

圖11 經過加重后鏈路中各個位置的眼圖

CTLE：CTLE是Continuous-time linearequalizer的縮寫，它是有如圖12頻響曲線的放大電路，它們會對高頻信號進行放大，對低頻信號進行衰減，以補償通道的插損。對待不同的鏈路，我們可以調節CTLE電路的參數（如增益、boost、零點、peak點等）獲得恰當的頻響曲線來進行補償（如圖13所示）。通常來說，CTLE電路各參數相互配合組成的組合越多，芯片應對不同場景鏈路的能力也就會越強，這種芯片通常還會集成CTLE的自適應算法，根據鏈路自動調節CTLE的參數以獲得最優的參數。

圖12 CTLE頻響曲線示意圖

圖13 經過CTLE補償的鏈路頻響

圖14是圖13中信號經過CTLE均衡后得到的眼圖。可以看出，CTLE補償的效果和去加重相比要好一些。

圖14 經過CTLE均衡后的眼圖

但是在鏈路很長（鏈路插損很大）時，CTLE為了補償鏈路的插損，通常會將高頻進行放大，這樣一方面會將高頻噪聲放大，降低系統的信噪比；另一方面，CTLE的溫度特性相對較差，高溫下的增益比低溫小，所以在溫度變化時不利于系統的穩定，在這個時候我們需要DFE的幫助。

DFE：DFE是Decisionfeedback equalizer的縮寫，電路中DFE一般在CTLE之后。DFE的實現方式和FFE類似。DFE可以輔助CTLE改善信號質量，另外DFE可以實時地根據眼圖的情況進行自適應調節，它可以用來補償由于溫度或者其他條件變化帶來的鏈路和芯片（如CTLE）的變化，增加系統的穩定性。

圖15 經過CTLE和DFE均衡后的眼圖

在實際的使用過程中，需要FFE、CTLE和DFE三者相互配合使用，尤其是在鏈路條件相對復雜的情況下。下面是一個比較惡劣的線路，在5GHz處，鏈路的插損達到了約33dB（相當于40inch FR4 背板的損耗）。這個時候單純靠FFE或者CTLE、DFE已經無法實現將眼圖張開，這時候需要使用FFE+CTLE+DFE相互配合，使得在接收端的采樣點處眼圖能夠完全張開，確保達到目標誤碼率。

圖16 更惡劣的背板差損