本資料為DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的設(shè)計(jì)提供一些提示，盡量用具體事例說明在各種制約條件下，怎樣才能設(shè)計(jì)出最接近要求規(guī)格的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路。

DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的各種特性（效率、紋波、負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)等）可根據(jù)外設(shè)元件的變更而變更，一般最佳外設(shè)元件因使用條件（輸入輸出規(guī)格）不同而不同，例如，當(dāng)您問“怎樣才能提高效率？”，回答“視使用條件而不同”或者“那要看具體情況啦”，感覺好像被巧妙地塘塞過去了，估計(jì)您也遇到過這樣的情況吧。那么，為什么會(huì)出現(xiàn)這樣的回答呢？其理由就是因?yàn)?a href="http://www.1cnz.cn/soft/data/4-5/" target="_blank">電源電路大多使用市售的商品作為電路的一部分，所以必須既要考慮大小、成本等的制約又要考慮電氣要求規(guī)格來設(shè)計(jì)。

通常產(chǎn)品目錄中的標(biāo)準(zhǔn)電路選定的元件大多是在標(biāo)準(zhǔn)使用條件下能發(fā)揮一般特性的元件，因而，并不一定能說在各種使用條件下都是最佳的元件選定。所以在各個(gè)設(shè)計(jì)中，必須根據(jù)各自的要求規(guī)格（效率、成本、貼裝空間等）從標(biāo)準(zhǔn)電路進(jìn)行設(shè)計(jì)變更。但要能設(shè)計(jì)出符合要求規(guī)格的電路，需要足夠的知識(shí)和經(jīng)驗(yàn)。

本資料就用具體的數(shù)值為不具備這些知識(shí)和經(jīng)驗(yàn)的人說明哪些元件如何改變就能達(dá)到要求的動(dòng)作，這樣不需要進(jìn)行復(fù)雜的電路計(jì)算就能快捷地使DC/DC轉(zhuǎn)換器電路正常工作。至于正常工作后對(duì)設(shè)計(jì)的檢驗(yàn)，可以自己以后細(xì)細(xì)地計(jì)算，也可以一開始就請(qǐng)具有豐富知識(shí)和經(jīng)驗(yàn)的人進(jìn)行檢驗(yàn)。

DC/DC轉(zhuǎn)換器的種類和特點(diǎn)

DC/DC轉(zhuǎn)換器電路根據(jù)其電路方式主要有以下一些：

非絕緣型

基本（單線圈）型

電容耦合型雙線圈SEPIC， Zeta，…

電荷泵（開關(guān)電容/無線圈）型

絕緣型

變壓器耦合型 正向

變壓器耦合型 回掃

基本型系指通過將電路工作限定為只升壓或者只降壓來最低限度地減少元件數(shù)目，輸入側(cè)和輸出側(cè)沒有電氣絕緣的類型。

圖1所示為升壓電路

圖2所示為降壓電路

這些電路具有小型、便宜、紋波小等優(yōu)點(diǎn)，隨著設(shè)備的小型化對(duì)它們的需要在增加。

SEPIC、Zeta分別是在基本型的升壓電路、降壓電路的VIN-VOUT間插入電容器，并增加了一個(gè)線圈。而且，都可通過使用升壓DC/DC轉(zhuǎn)換器控制IC、降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器控制IC構(gòu)成升降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器。但有些DC/DC轉(zhuǎn)換器控制IC沒有設(shè)計(jì)成用于這些電路方式，故在選用時(shí)需要注意。這些電容耦合雙線圈型具有VIN-VOUT間能夠絕緣的優(yōu)點(diǎn)，但因增加線圈和電容器，效率會(huì)變低，尤其是降壓時(shí)效率也大幅降低，是通常的70%～80%左右。

電荷泵型因?yàn)椴恍枰€圈，所以其優(yōu)點(diǎn)在于貼裝面積、貼裝高度都小，然而因其對(duì)多種輸出電壓和大電流不易制作效率好的電路，所以也有用途被限制在白LED驅(qū)動(dòng)用和LCD用電源等的一面。

絕緣型的也被稱為一次電源（主電源），主要被廣泛用于從商用電源（AC100V～240V）變壓為DC電源的AC/DC轉(zhuǎn)換器、因去除噪聲等理由輸入側(cè)和輸出側(cè)需要絕緣等時(shí)。因?yàn)樗鼈兪褂米儔浩鲗⑤斎雮?cè)和輸出側(cè)分離，故可以通過改變變壓器的匝數(shù)比和二極管極性來構(gòu)成升壓/降壓/反轉(zhuǎn)等控制，從而，能從一個(gè)電源電路獲得多個(gè)電源。尤其是使用回掃變壓器的因能由較少的元件構(gòu)成，有時(shí)也被用作二次電源（局部電源）電路。但是，由于回掃變壓器需要用于防止內(nèi)核磁飽和的空隙，所以外形尺寸較大。而正向變壓器雖然易于獲得大功率電源，但在一次側(cè)需要用于防止內(nèi)核磁化的復(fù)原電路，因而元件數(shù)目增加。變換器控制IC也需要輸入側(cè)和輸出側(cè)的GND分離的。

DC/DC轉(zhuǎn)換器的基本工作原理

我們拿最基本的基本型來說明一下DC/DC轉(zhuǎn)換器電路的升壓和降壓的工作原理。其它使用線圈的電路方式在升壓電路和降壓電路的組合或應(yīng)用電路都可見到。

圖3、圖4說明了升壓電路的工作。圖3所示是FET為ON時(shí)的電流路徑，虛線雖是微小的漏電流，但會(huì)使輕負(fù)載的效率變差。在FET為ON的時(shí)間里在L積蓄電流能。圖4是FET為OFF時(shí)的電流路徑，F(xiàn)ET即便OFF，L也在工作要保持OFF前的電流值，線圈的左端被強(qiáng)制性固定于VIN，進(jìn)行升壓工作提供足以給VOUT接上電壓的電源功率。

由此，F(xiàn)ET的ON時(shí)間長(zhǎng)L里積蓄的電流能越大，越能獲得電源功率。但是，F(xiàn)ET的ON時(shí)間太長(zhǎng)的話，給輸出側(cè)供電的時(shí)間就極為短暫，F(xiàn)ET為ON時(shí)的損失也就增大，變換效率變差。因而通常限制占空比的最大值以便不超過適宜的ON/OFF時(shí)間比（占空比）。

升壓工作就是反復(fù)進(jìn)行圖3、圖4的狀態(tài)。

圖3.升壓電路中FET為ON時(shí)的電流路徑

圖4.升壓電路中FET為OFF時(shí)的電流路徑

圖5、圖6說明了降壓電路的工作。圖5所示是FET為ON時(shí)的電流路徑，虛線雖是微小的漏電流，但會(huì)使輕負(fù)載時(shí)的效率變差。在FET為ON的時(shí)間里在L積蓄電流能的同時(shí)為輸出供電。圖6是FET為OFF時(shí)的電流路徑。FET即便OFF，L也在工作要保持OFF前的電流值，使SBD為ON。此時(shí)，由于線圈的左端被強(qiáng)制性地降到0V以下，VOUT的電壓下降。

由此，F(xiàn)ET的ON時(shí)間長(zhǎng)L里積蓄的電流能越大，越能獲得大功率電源。降壓時(shí)，由于FET為ON時(shí)也能給輸出供電，所以不需要限制占空比的最大值，因而輸入電壓低于輸出電壓時(shí)，F(xiàn)ET為常ON狀態(tài)，不能進(jìn)行升壓工作，故輸出電壓也降低到輸入電壓以下。

降壓工作就是反復(fù)進(jìn)行圖5和圖6的狀態(tài)。

圖5.降壓電路中FET為ON時(shí)的電流路徑

圖6.降壓電路中FET為OFF時(shí)的電流路徑

DC/DC轉(zhuǎn)換器回路設(shè)計(jì)的4個(gè)要點(diǎn)

DC/DC轉(zhuǎn)換器電路所要求的規(guī)格中應(yīng)重視的項(xiàng)目如下：

穩(wěn)定工作（=不會(huì)因異常振動(dòng)等誤動(dòng)作、燒損、過電壓而損壞）

效率大

輸出紋波小

負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)好

這些可通過變更DC/DC轉(zhuǎn)換器IC和外設(shè)元件得到某種程度的改善。這4個(gè)項(xiàng)目的加權(quán)因各項(xiàng)具體應(yīng)用而不同，下面從選擇各元件的觀點(diǎn)出發(fā)，以怎樣才能改善這4個(gè)項(xiàng)目為中心進(jìn)行說明。

DC/DC轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率的選擇

DC/DC轉(zhuǎn)換器IC具備固有的開關(guān)頻率，頻率的不同會(huì)對(duì)各種特性產(chǎn)生影響。一般來說，開關(guān)頻率的不同會(huì)對(duì)表2中所示的各種特性產(chǎn)生影響。

表2 開關(guān)頻率與各種特性的關(guān)系

圖7～圖8以XC9235/XC9236（1.2MHz）和XC9235/XC9236（3MHz）為具體例子表明開關(guān)頻率與效率的關(guān)系。效率明顯呈現(xiàn)表2中所示的結(jié)果。效率最大的電流值不同是因?yàn)椴煌拈_關(guān)頻率適合的感應(yīng)系數(shù)值也不同的緣故。對(duì)于結(jié)構(gòu)相同的線圈，感應(yīng)系數(shù)越大直流電阻越增加，重負(fù)載時(shí)的損失增加，由此，效率最大的電流值越是低頻的越會(huì)向輕負(fù)載側(cè)移動(dòng)。相反，頻率高則因FET的充放電次數(shù)增加和IC自身的靜態(tài)消耗電流增大，3MHz產(chǎn)品比1.2MHz產(chǎn)品在輕負(fù)載時(shí)的效率大幅度變差。

綜合來看這些影響，可知1.2MHz產(chǎn)品的效率最大值大（=效率圖的峰值最大），效率最大的輸出電流值小（=效率圖的峰值偏左）。此外，PFM工作時(shí)，輕負(fù)載時(shí)的頻率都進(jìn)一步下降，效率明顯得到改善。

圖7.XC9235/XC9236

VOUT=1.8V設(shè)定（振蕩頻率1.2MHz）

圖8.XC9235/XC9236

VOUT=1.8V設(shè)定（振蕩頻率3MHz）

圖7～圖8的測(cè)試電路

場(chǎng)效應(yīng)晶體管（FET）的選擇

對(duì)電壓?電流的絕對(duì)最大額定值，選擇以減少開關(guān)時(shí)的尖峰噪聲和脈沖噪聲的故障率為目的的、額定值為使用電壓的1.5倍～2倍左右、RDS和CISS引起的損失最小的產(chǎn)品，可構(gòu)成效率好的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路。雖然RDS和CISS都是越小損失也越小，但因RDS和CISS成反比關(guān)系，改善損失大的一方效果更好。

CISS引起的損失是FET的柵源極間充放電時(shí)被丟棄的功率，可用CISSVGS2f/2來表示。驅(qū)動(dòng)電壓和開關(guān)頻率越大損失就越大，由于重負(fù)載時(shí)和輕負(fù)載時(shí)損失值基本相同，所以會(huì)使輕負(fù)載時(shí)的效率大幅度變差。

而RDS引起的損失是作為因FET的漏源極間電阻成分發(fā)生的熱而放出的，它的值用RDSID2來表示，負(fù)載越大其值越是增大。因此，可以說輕負(fù)載時(shí)減少CISS引起的損失對(duì)提高效率的效果較好，重負(fù)載時(shí)減少RDS引起的損失效果較好。將上述內(nèi)容歸納于下面的表3中。

表3 選擇FET之例

輸入電流可用輸出（負(fù)載）電流×輸出電壓÷輸入電壓÷效率來計(jì)算求出。效率未知時(shí)，可姑且升壓時(shí)采用70%，降壓時(shí)采用80%左右來計(jì)算。

圖10是圖11所示的XC9220C093的外設(shè)元件中只更換了FET后測(cè)試的效率圖。其中所用的各FET的規(guī)格值如表4中所示。

從圖10來看，使用RDS小的FET（XP162A11C0）呈現(xiàn)能驅(qū)動(dòng)更大電流，重負(fù)載時(shí)的效率得到若干改善的趨勢(shì)。但也可知進(jìn)一步大幅度降低輕負(fù)載時(shí)的效率，不必要地使用電流驅(qū)動(dòng)能力大的FET是不適當(dāng)?shù)摹?/p>

圖10. XC9220C093

更換FET后的效率変化

圖11. XC9220C093

圖10的測(cè)試電路

表4 FET的各種特性

線圈的選擇

開關(guān)頻率不同的話，最佳L值也不同，因?yàn)榫€圈的電流與FET的ON時(shí)間成正比，與L值成反比。

線圈引起的損失表現(xiàn)為線圈的繞線電阻RDC、鐵氧體磁心產(chǎn)生的損失等的合計(jì)值。不過對(duì)于2MHz左右的開關(guān)頻率，可以認(rèn)為線圈的大部分損失是RDC引起的損失，首先應(yīng)選擇RDC小的線圈。但是為了減小RDC而選擇L值過小的線圈的話，在FET為ON的時(shí)間內(nèi)電流值過大，F(xiàn)ET、SBD、線圈產(chǎn)生的熱損失變大，效率下降。而且，因電流增加，紋波也增大。

相反，L值過大的話，RDC變大，不僅重負(fù)載時(shí)的效率變差，而且鐵氧體磁心發(fā)生磁飽和，L值急速減少，這樣就不能發(fā)揮出線圈的性能，陷入電流過大引起發(fā)熱的危險(xiǎn)狀態(tài)。因而，為了在L值大的線圈流經(jīng)大電流，形狀上必須有一定程度的大小，以避免磁飽和。

綜上所述，從相對(duì)于開關(guān)頻率的外形尺寸和效率兩個(gè)方面來考慮的話，適當(dāng)?shù)腖值已被限定。表5所示為各開關(guān)頻率值的標(biāo)準(zhǔn)L值。為VIN，VOUT在6V 以下的參考數(shù)據(jù)。

圖12、圖13所示是圖14所示的XC9104D093（升壓）電路圖12所示的是圖13的XC9104D093升壓電路的效率圖， 出示只變更L值的效率變化。

同樣，圖14、圖15所示是圖16所示的XC9220A093（降壓）電路的效率和紋波的實(shí)例。

兩個(gè)實(shí)例都是線圈結(jié)構(gòu)相同時(shí)，增大L值則最大輸出電流值減少，輕負(fù)載時(shí)的效率增大，紋波減少。由此可知選擇與輸出電流相適應(yīng)的L值是非常重要的。

圖12. L值與效率的關(guān)系

（升壓時(shí)：XC9104D093）

圖13. XC9104D093

圖12的測(cè)試電路

圖14. L值與效率的關(guān)系

（降壓時(shí)：XC9220A093）

圖15. L值與紋波的關(guān)系

（降壓時(shí)：XC9220A093）

圖16. 圖14、圖15

XC9220A093的測(cè)試電路（PWM=CE=VIN）

肖特基勢(shì)壘二極管（SBD）的選擇

有關(guān)絕對(duì)最大額定值，根據(jù)與FET同樣的理由，應(yīng)選擇相對(duì)于使用條件的1.5倍～2倍左右的產(chǎn)品。SBD的損失為正向熱損失VF×IF和反向漏電流IR引起的熱損失的合計(jì)值。因此，選擇VF、IR都小的產(chǎn)品比較理想。但是，VF與IR成反比關(guān)系，一般要視負(fù)載電流而選用。VF在重負(fù)載時(shí)大，考慮到IR與負(fù)載無關(guān)為一定的值，所以輕負(fù)載時(shí)選擇IR小的產(chǎn)品對(duì)提高效率的效果較好，重負(fù)載時(shí)選擇VF小的產(chǎn)品效果較好。將上面的內(nèi)容歸納于下面的表6中。

表6 選擇SBD的要點(diǎn)

圖17所示是圖18所示的XC9220A093電路中只用表7所示的SBD變更時(shí)的效率變化。可看到與XBS203V17相比， XBS204S7的IR小，所以輕負(fù)載時(shí)的效率高，而因VF較大，所以重負(fù)載時(shí)效率低。

圖17. XC9220A093

SBD的選擇與效率的不同

圖18. 圖17的測(cè)試電路

XC9220A093（降壓時(shí)）

表7 測(cè)試了圖17的SBD的各種特性

CL的選擇

CL越大則紋波越小，但過分大的話，電容器的形狀也大，成本提高。CL由所需的紋波大小而定。首先，大致以10mV～40mV的紋波大小為目標(biāo)，升壓時(shí)從表8的電容值開始，降壓時(shí)從表9的電容值開始。但是，不支持低ESR電容器的DC/DC有異常振蕩的危險(xiǎn)，以連續(xù)模式使用時(shí)要想采用低ESR電容器的話，應(yīng)預(yù)先檢查負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，確認(rèn)輸出電壓能否及時(shí)穩(wěn)定（振蕩大致在2次以內(nèi)即收斂）。

圖19是圖20所示的XC9104D093中只更換了CL后測(cè)試的輸出紋波變化。紋波與ESR成正比，與電容值成反比地增大。鋁電解電容時(shí)，沒有并聯(lián)的陶瓷電容的話，ESR過大難以獲得輸出電流。

表8 升壓時(shí)CL的標(biāo)準(zhǔn)

表9 降壓時(shí)CL的標(biāo)準(zhǔn)

圖19.隨CL值變化的輸出側(cè)紋波例（XC9104D093）

圖20. XC9104D093 圖19的測(cè)試電路

CIN的選擇

雖然不及CL對(duì)輸出穩(wěn)定性的影響大，但CIN也是電容值越大、ESR越小則輸出穩(wěn)定性越好，紋波也越小。大到某種程度，降低輸出紋波的效果會(huì)變小，從防止對(duì)輸入側(cè)的電磁干擾（EMI）的意義上說，電容值應(yīng)從CL的一半左右開始探討較好。

圖22同樣顯示了使圖23中的CIN變化時(shí)輸入側(cè)紋波大小會(huì)發(fā)生怎樣的變化。雖然是一般不常進(jìn)行確認(rèn)的數(shù)據(jù)，但對(duì)降低EMI是很重要的數(shù)據(jù)。CIN不會(huì)因ESR太小而輸出振蕩，所以盡量使用低ESR電容為宜。

RFB1， RFB2的選擇

使用FB（反饋）產(chǎn)品時(shí)，RFB1、RFB2用于決定輸出電壓，對(duì)同一輸出電壓有時(shí)可考慮多種組合。此時(shí)選擇RFB1+RFB2=150kΩ～500kΩ比較妥當(dāng)。這里成為問題的是輕負(fù)載時(shí)的效率和重負(fù)載時(shí)的輸出穩(wěn)定性。因?yàn)榱飨騌FB1、RFB2的電流沒有被作為輸出功率使用，而視作DC/DC轉(zhuǎn)換器的損失，所以要想提高輕負(fù)載時(shí)的效率的話，要將RFB1、RFB2設(shè)定得大一些（RFB1+RFB2《1MΩ左右）。而要想提高重負(fù)載時(shí)的瞬態(tài)響應(yīng)的話，則要做好輕負(fù)載時(shí)的效率差的準(zhǔn)備。

CFB的選擇

CFB是紋波反饋調(diào)整用電容器相位補(bǔ)償電容，該值也會(huì)影響負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。根據(jù)L值，表10中的CFB值為最佳值。過小于該值或過大于該值工作穩(wěn)定性都差。

圖中以XC9220C093為例說明了CFB的影響。在圖26的電路中，RFB1=82kΩ時(shí)，fZFB=10kHz的CFB為390pF左右。（圖23=39pF）、（圖24=390pF）和（圖25=1000pF）是對(duì)改變CFB 時(shí)的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的比較。39pF的話，負(fù)載變重時(shí)電壓急劇下降，電壓恢復(fù)到恒定狀態(tài)的時(shí)間短，而1000pF的話，負(fù)載變重時(shí)的瞬間電壓下降雖小，但電壓恢復(fù)到恒定狀態(tài)的時(shí)間長(zhǎng)。

表10 決定最優(yōu)CFB的標(biāo)準(zhǔn)fZFB

圖21. XC9220C093負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（IOUT=0mA?200mA， CFB=39pF）

圖22. XC9220C093負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（IOUT=0mA?00mA，CFB=390pF）

圖23. XC9220C093負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（IOUT=0mA?200mA，CFB=1000pF）FB=1000pF）

圖24. XC9220C093 圖23～圖25的測(cè)試電路

圖25所示為加上RFB1和fZFB時(shí)標(biāo)準(zhǔn)CFB的值
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