相信大多數的工程師在失調電壓評估中都會使用最大值規避這類問題。那么是否使用了失調電壓最大值分析影響就能高枕無憂？本篇通過多級放大器電路探討這一問題。

筆者曾接觸過幾家企業的工程師都參考AD8221數據手冊推薦的電路將單端輸入信號轉為差分信號，用于驅動24bit ∑Δ型ADC測量直流信號，電路如圖3.5。其中有個別工程師預期在沒有標定的前提下，測量到1mV電壓。以該目標分析這個多級放大器的直流噪聲。

圖3.5 AD8221單端轉差分電路

首先查驗電路架構，確認對直流噪聲的影響最大因素是失調電壓。

進一步分析各放大器的失調電壓。如圖4.14(a)，AD8221ARZ在25℃環境中，供電電源±15V時，輸入失調電壓最大值為60μV, 輸出失調電壓最大值為300μV。如圖4.14(b)，OP27G在25℃環境中，供電電源±15V時，輸入失調電壓典型值為30μV，最大值為100μV。如圖4.14(c)，AD8022ARZ在25℃環境中，供電電源±12V，電路增益為1時，輸入失調電壓典型值為1.5mV,最大值為6mV。

圖4.14 AD8221、OP27、AD8022失調電壓

如果AD8221ARZ配置的增益為5時，相信很多工程師都會得出，電路輸出的最大失調為：

6.7mV的輸出失調電壓超出預期，在沒有標定的測量系統中不適用，所以需要更換型號。

上訴分析過程看似有理有據，卻存在一個漏洞。電路所使用的AD8221ARZ、OP27GS與AD8022ARZ同時出現最大值的可能性有多少？

以AD8221輸入失調電壓為例，極限值為±60μV。如圖4.15 ，在輸入失調電壓分布圖中，極限值附近沒有柱形圖出現。其實在芯片生產中，常以±σ代表典型值，±3σ作為極限值，參數超出極限值的芯片將視為“次品”報廢處理。而參數在±3σ坐標系之內任一點概率為零，因為概率為任一段概率密度曲線下的面積。所以使用極限失調電壓值附近一段范圍計算概率， 這里假定為標準差分布在-2.576σ~-3σ與+2.576σ~+3σ內的概率。參照表2.5，概率僅為0.73%，所以±60μV極限值附近沒有出現在分布圖中屬于合理情況。

圖4.15 AD8221輸入失調電壓分布

表2.5標準差與對應概率關系

同樣方式分析OP27GS與AD8022ARZ的失調電壓極限值的概率，得到三個芯片同時出現最大值的概率約為0.73%的三次方，即0.0000389%，這種概率幾乎是不可能出現。所以，直接疊加不同器件極限值的評估方式不合理。因為隨著電路器件增多，參數同時出現極限值的概率極低。

在多級電路中，應該使用典型值的均方根疊加這些不相關噪聲,計算系統失調直流噪聲。

由于三款放大器中AD8022的失調電壓典型值為1.5mV，遠遠大于其他放大器失調電壓，所以均方根計算值不會低于1.5mV,同樣超出預期要求。雖然兩種方法的判斷結果相同，但是不代表極限值累加的方法正確。

筆者首先推薦ADA4522ARZ替換AD8022ARZ，如圖2.46，ADA4522-2ARZ在25℃環境，供電范圍30V時，失調電壓典型值為1μV。

圖2.46 ADA4522-2ARZ失調電壓

其次，筆者推薦使用ADA4077-1ARZ替換OP27G。如圖4.16，在ADI官網OP27頁面標出“不推薦在新設計中使用”，不排除后續存在停產的風險。

圖4.16 OP27官網信息

如圖2.2，ADA4077ARZ在25℃環境中，供電電壓為±15V時，失調電壓典型值為15uV。

另外，由于AD8221數據手冊中沒有輸出失調電壓參數典型值及分布，所以介紹管腳封裝兼容的AD8422BRZ進行評估。AD8422BRZ在25℃環境，供電電壓±15V時，輸入失調電壓典型值為±30μV 如圖4.17（a）。輸出失調電壓典型值為±100μV 如圖4.17（b）。

4.17 AD8422輸入失調電壓與輸出失調電壓分布

調整后電路的輸出直流噪聲為:

改后的直流噪聲約為0.25mV小于預期目標1mV。后續工程師使用ADA4077、ADA4522進行替換OP27、AD8022，完成驗證。

綜上，隨著放大器電路級數的增加，各級放大器的失調電壓同時出現極限值的可能性接近為零，所以不適合使用最大值進行評估，而是使用典型值通過不相關噪聲的疊加方式進行分析。

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