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基于單片機和AD9850芯片實現(xiàn)電磁超聲波激勵硬件系統(tǒng)的應用方案

電子設計 ? 來源:現(xiàn)代電子技術 ? 作者:高松巍,李冰,邢燕 ? 2021-02-22 10:14 ? 次閱讀

作者:高松巍,李冰,邢燕好

電磁超聲是一種非接觸式的超聲檢測方法,不需要與被測對象有任何的物理接觸,不需要耦合劑,能夠應用于被測對象處于高溫、高速、粗糙表面的檢測條件下。因為不接觸的特點,所以用來激勵電磁超聲換能器的激勵電源是極其重要的一部分,激勵電源要產(chǎn)生高峰值電流、窄脈寬特點的電脈沖。對于不同的被測物體,采用合適的參數(shù)激發(fā)電磁超聲,使電磁超聲換能器的電/聲轉換效率最大化,也是提高信噪比的關鍵之一。因此,設計脈沖串頻率、個數(shù)、相位均可調(diào)的激勵電源是非常必要的。本文設計了一種基于DDS技術的電磁超聲波激勵電源。

1 電磁超聲波激勵源組成

電磁超聲波激勵電源主要包括DDS信號發(fā)生電路、脈沖串控制電路、功率放大電路、阻抗匹配電路,如圖1所示。為了方便調(diào)節(jié)激發(fā)脈沖的頻率、相位和控制激發(fā)脈沖的個數(shù),上位機單片機進行串行通訊,用來設定激勵電源的參數(shù),單片機控制DDS芯片AD9850產(chǎn)生頻率為1 kHz~2 MHz的可調(diào)方波信號,單片機控制可編程邏輯器件(CPLD)MAX7064完成脈沖串的個數(shù)和相位的設定。由于信號發(fā)生電路產(chǎn)生的脈沖信號功率較弱,電壓幅值低,不足于驅動VMOS管,在脈沖發(fā)生電路與功率放大電路之間加一級驅動電路,對信號進行放大。由信號發(fā)生器電路和驅動電路組成控制電路,控制 VMOS管的開通和關斷。在VMOS管電路關斷時,高壓電源通過充電電阻對電容進行充電;當VMOS管導通時,電容、VMOS管以及探頭(包括阻抗匹配電路)形成放電回路,使得在探頭兩端能夠得到高峰值的窄脈寬電脈沖。

基于單片機和AD9850芯片實現(xiàn)電磁超聲波激勵硬件系統(tǒng)的應用方案

為了使電/聲轉換效率達到最大化,在功率放大電路與換能器之間增加了阻抗匹配電路,由阻抗匹配變壓器和電容組成。功率放大電路采用半橋功率放大方式,其中,功率開關使用MOSFET模塊。

2 激勵源硬件實現(xiàn)

2.1 DDS原理及電路信號發(fā)生電路

為了得到最佳的電/聲轉換,激勵頻率應當與探頭的諧振頻率一致,因此要求控制信號的頻率可以靈活改變。采用單片機和直接數(shù)字頻率合成(DDS)技術來設計信號發(fā)生器電路。DDS技術是一種采用數(shù)字控制信號的相位增量技術,具有頻率分辨率高,穩(wěn)定性好,可靈活產(chǎn)生多種信號的優(yōu)點。基于DDS的波形發(fā)生器是通過改變相位增量寄存器的值 △phase(每個時鐘周期的度數(shù))來改變輸出頻率的。每當N位全加器的輸出鎖存器接收到一個時鐘脈沖時,鎖存在相位增量寄存器中的頻率控制字就與N位全加器的輸出相加。在相位累加器的輸出被鎖存后,即作為波形存儲器的一個尋址地址,該地址對應波形存儲器中的內(nèi)容就是一個波形合成點的幅度值,然后經(jīng)D/A 轉換變成模擬值輸出。當下一個時鐘到來時,相位累加器的輸出又加一次頻率控制字,使波形存儲器的地址處于所合成波形的下一個幅值點上。最終,相位累加器檢索到足夠的點就構成了整個波形。DDS的輸出信號頻率由式(1)計算:

式中:Fout為輸出頻率;△phase為頻率控制字;FCLK為參考頻率。

DDS的頻率分辨率定義為:

式中:△Fout為頻率分辨率。

由于基準時鐘的頻率一般固定,因此相位累加器的位數(shù)決定了頻率分辨率,位數(shù)越多,分頻率越高。以單片機STC89C516為控制核心,采用并行輸入的方式實現(xiàn)對AD9850控制字的寫入,通過上位機串行通訊控制方波的頻率。AD9850的輸入時鐘采用50 MHz有源晶振,輸出頻率范圍可從幾赫茲到幾兆赫茲,但是整個系統(tǒng)的輸出頻率范圍由后級功率放大電路中一些時間常數(shù)決定,所以頻率范圍為1 kHz~2 MHz可調(diào)。將單片機的P1口連接到AD9850的并行輸入口,P3.6和P3.7完成單片機對AD9850的輸入/輸出控制。AD9850控制字寫完之后,便由IOUT輸出相應頻率的正弦波信號。為了使輸出頻率不受高頻斜波的干擾,選用兩級丌型LC低通濾波器,其動態(tài)范圍帶寬為0~40 MHz,將純凈的正弦波送AD9850的比較器端口,最終由QOUT輸出方波。DDS信號發(fā)生電路圖如圖2所示。

2.2 脈沖串控制電路

為了調(diào)節(jié)電磁超聲的諧振點,要求控制信號的個數(shù)可以靈活改變,由于電磁超聲換能器 (EMAT)采用了電磁鐵,這就要求激勵源的相位應與電磁鐵的50 Hz工頻相位相一致,并能在0~180°之間做出調(diào)整。采用單片機控制可編程邏輯器件(CPLD),在CPLD內(nèi)部完成對脈沖串個數(shù)和相位的控制。最終由上位機與單片機通訊產(chǎn)生頻率、個數(shù)、相位均可調(diào)的脈沖串。將單片機的P0,P2口分別與CPLD連接作為地址和數(shù)據(jù)接口,P3.4,P3.5作為控制端口,當單片機將脈沖串的個數(shù)和相位寫入CPLD后,便輸出HO,LO兩路互補單極性方波信號。

2.3 功率放大電路和阻抗匹配電路設計

為了增大電磁超聲波的強度,需將激勵信號的功率進一步放大。根據(jù)電磁超聲波的強度與電流的平方成正比,可利用功率放大電路實現(xiàn)信號電流的放大。

功率放大電路采用大功率管(MOSFET)組成半橋功率放大電路。MOSFET具有開關速度快,可承受高壓,且高頻特性好,輸入阻抗高,驅動功率小,無二次擊穿問題等特點。柵極驅動的要求是觸發(fā)脈沖有足夠快的上升和下降速度。要使功率MOSFET充分導通,觸發(fā)脈沖的電壓要高于功率MOSFET的開啟電壓。MOSFET管的類型很多,如STW15NB50,IRF840等。在該設計中選用STW15NB50,其最短開通時間為24 ns,關斷時間為15 ns,漏源電壓VDS可達到500 V,峰值脈沖電流58 A,能夠滿足設計要求。

圖3為半橋功率放大電路,R1,R2為橋平衡電阻;C1,C2為橋臂電容;D1,D2為橋開關吸收電路元件。其工作原理如下:兩個反相的方波激勵信號分別接到兩個開關管的基極,當HO為高電平,LO為低電平時,Q1導通,Q2關閉,電流通過Q1至變壓器初級向電容C2充電,同時C1上的電荷向Q1和變壓器初級放電,從而在輸出變壓器次級感應一個正半周期脈沖電壓;當HO為低電平,LO為高電平時,Q2被觸發(fā)導通,Q1關閉,電流通過電容C1和變壓器初級充電,而C2的電荷也經(jīng)由變壓器初級放電,在變壓器次級感應一個負半周期脈沖電壓,從而形成一個工作頻率周期的功率放大波形。由于功放管工作在伏安特性曲線的飽和區(qū)或截止區(qū),集電極功耗降到最低限度,從而提高了放大器的能量轉換效率,使之可達80%以上。

MAX4428,IRF系列的驅動芯片或由三極管組成的放大電路均可用于驅動MOSFET管。但是,MAX4428和其他一些集成驅動芯片的驅動頻率一般只能達到200 kHz左右,而本設計采用三極管如圖4連接,驅動電路頻率可以達到2 MHz左右,輸出無雜波且成本低,能夠成功地驅動MOS管的開/斷。

為了使輸出的瞬時功率最大,需要對探頭的阻抗進行匹配。在功率放大輸出端加補償阻抗,使整個電路的感抗和容抗相抵消,發(fā)射的功率最大,電能轉換成聲能的效率最高,匹配電路如圖3虛線框中所示,半橋逆變輸出經(jīng)傳輸線變壓器耦合后通過電容連接到換能器上。傳輸線變壓器由雙絞線和磁環(huán)組成,電路中脈沖串發(fā)射頻率在1 MHz時激勵源輸出阻抗為50 Ω;由于被測工件也屬于換能器的一部分,所以在對探頭阻抗進行測量時,應將探頭置于工件表面,若測得負載阻抗為500 Ω,則雙絞線匝數(shù)應為10左右。

經(jīng)過調(diào)諧匹配,換能器在電磁超聲功率源驅動下達到諧振。圖5為采集的換能器的激勵電壓波形。可見獲得了頻率為純凈的正弦波,在外接電壓為100 V時,其峰一峰值接近100 V。

3 激勵源軟件設計

軟件設計主要是對單片機進行編程,實現(xiàn)與上位機通訊、控制CPLD的輸出、調(diào)節(jié)AD9850輸出頻率等。程序流程如圖6所示。

4 結 語

采用DDS技術和單片機控制技術的電磁超聲激勵電源硬件結構簡單,編程控制也比較方便。與傳統(tǒng)的模擬信號發(fā)生器相比,頻率精度高,相位精確可控,從而改善了探傷效果,便于整套設備的數(shù)字化控制和操作,并減小了設備的體積和重量。

責任編輯:gt

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