引言

功率因數(shù)校正轉(zhuǎn)換器讓輸入電流追隨輸入電壓，這樣，負(fù)載就好像是一個(gè)連接為其供電的電壓源的電阻器。有源PFC中使用的最為普遍的電源拓?fù)涫欠歉綦x式升壓轉(zhuǎn)換器。就高功率級而言，兩個(gè)升壓單元可連接同一個(gè)橋整流器，并工作在180 °異相下（圖1）。這被稱作雙相交叉式PFC。通過控制兩個(gè)相位的電感電流180 °異相，可同時(shí)降低輸入和輸出電流紋波。結(jié)果，我們便可以使用更小的電磁干擾濾波器，從而降低材料成本。由于兩個(gè)升壓電路中所使用的兩套組件之間的差異，兩個(gè)電感電流必然不同。當(dāng)PFC進(jìn)入連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）時(shí)，這種情況更甚。失衡電流在一個(gè)相引起更多熱應(yīng)力，并且它還可能會(huì)誤觸發(fā)過電流保護(hù)。因此，對于交叉式PFC設(shè)計(jì)而言，電流平衡機(jī)制非常必要1-4 。

本文為你介紹平衡電感電流的三種不同數(shù)字控制方法。第一種方法檢測每個(gè)開關(guān)周期的電感電流，比較兩個(gè)相位之間的電流差異，然后逐周期調(diào)節(jié)一個(gè)相位的占空比。第二種方法僅對每半個(gè)AC周期的占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)。第三種方法使用兩個(gè)獨(dú)立電流環(huán)路，單獨(dú)控制每個(gè)相位。由于這些環(huán)路共用相同的電流基準(zhǔn)，因此電流被自動(dòng)平衡。

方法1：逐周期占空比調(diào)節(jié)

在這種方法中，使用一個(gè)分流器檢測總電流。一個(gè)平均電流模式控制用于強(qiáng)制輸入電流追隨輸入電壓。脈寬調(diào)制（PWM）控制器產(chǎn)生兩個(gè)信號(hào)，每個(gè)信號(hào)都有相同的占空比但異相180 °，用以驅(qū)動(dòng)兩個(gè)升壓級。在每個(gè)相位，電流變壓器（CT）放置于MOSFET 正上方，以檢測開關(guān)電流。對CT 輸出采樣，然后相互比較；之后，誤差乘以增益K，倍增輸出用于相應(yīng)調(diào)節(jié)相位2的占空比。例如，如果相位1具有比相位2更高的電流，則誤差為正。倍增器輸出（同樣為正）增加相位2 的占空比及其電流。圖2顯示了這種配置。

正確對CT電流采樣是這種方法的關(guān)鍵所在。由于CT輸出為鋸齒波，因此為公平比較，需在相同點(diǎn)對兩個(gè)電流采樣。例如，在開關(guān)“導(dǎo)通”時(shí)間的中間位置進(jìn)行采樣，如圖3所示。此處，失衡電流引起不同的CT輸出大小。

正確CT電流采樣以后，逐周期方法便可獲得良好的電流平衡。圖4顯示了360W。數(shù)字控制交叉式PFC的測試結(jié)果。正如我們看到的那樣，電感電流之間存在巨大的差異，但在平衡以后它們幾乎重疊在一起。

由于在每個(gè)開關(guān)周期都對第二個(gè)相位占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)，并且由于各個(gè)周期之間的電流差異不同，每個(gè)周期的調(diào)節(jié)可能也不同，因此這種方法必然會(huì)給AC輸入電流帶來高頻噪聲。圖5a顯示了電流平衡變得平滑且干凈以前的AC輸入電流波形。一旦使用了電流平衡，高頻噪聲便會(huì)出現(xiàn)（圖5b）。

方法2：半AC周期占空比調(diào)節(jié)

由于在每個(gè)開關(guān)周期都對占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)會(huì)給總輸入電流帶來高頻噪聲，因此嘗試僅在每個(gè)半AC周期對占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)看似為一種合理的辦法。每個(gè)半AC周期的平均或者峰值電感電流均可用于電流平衡。例如，利用與圖2所示類似的配置，強(qiáng)制每個(gè)半AC周期的峰值電感電流均相等。仍然在每個(gè)開關(guān)周期對I_CT1和I_CT2采樣，并且固件在每個(gè)半AC周期發(fā)現(xiàn)I_CT1和I_CT2的峰值。然后，比較這些峰值，并且使用誤差來調(diào)節(jié)占空比。在每個(gè)半AC周期計(jì)算電流差異一次，因此相同的占空比調(diào)節(jié)運(yùn)用于下一個(gè)半AC周期。這樣，便從根本上解決了高頻噪聲問題。測試結(jié)果表明，AC電流波形幾乎與使用電流平衡以前一樣；高頻噪聲消失了。

另外，這種方法也有一個(gè)缺點(diǎn)。由于連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）和非連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）下，占空比與輸入電流傳輸函數(shù)的關(guān)系不同，因此轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)可能會(huì)突然變化。即使總輸入電流仍然為正弦曲線，但在半AC周期使用相同的占空比調(diào)節(jié)會(huì)使電感電流失真（圖-6）。另外，由于兩個(gè)升壓電路中使用的兩套組件之間存在差異，電路在每個(gè)半AC周期的不同點(diǎn)進(jìn)入CCM。所以，兩個(gè)相位的失真情況也不一樣。另一方面，與圖4a所示失衡電流不同，這種方法會(huì)強(qiáng)制每個(gè)半AC周期的電感電流峰值相等，因此電流確實(shí)在一定程度上實(shí)現(xiàn)了平衡。

方法3：雙電流控制環(huán)路

在前面的一些方法中，都僅有一個(gè)電流控制環(huán)路。總電流用于電流環(huán)路控制，而兩相位從相同控制環(huán)路獲得相同的占空比。如果使用相同電流基準(zhǔn)的兩個(gè)電流控制環(huán)路，并且每個(gè)單獨(dú)控制一個(gè)相位，則閉環(huán)控制會(huì)強(qiáng)迫電流自動(dòng)平衡，從而使占空比調(diào)節(jié)變得無必要。

就模擬控制器而言，再添加一個(gè)環(huán)路意味著添加另一個(gè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和另一個(gè)反饋引腳。不可避免的是，它會(huì)增加成本和設(shè)計(jì)工作量。利用一個(gè)普通數(shù)字控制器，通過固件實(shí)現(xiàn)這種電流控制環(huán)路。增加第二環(huán)路意味著增加額外的代碼，乍看好像是一種好的解決方案。但是，額外代碼需要額外的CPU執(zhí)行時(shí)間。僅用于一個(gè)環(huán)路計(jì)算的CPU，現(xiàn)在需要服務(wù)于兩個(gè)環(huán)路。要想在不導(dǎo)致任何中斷溢出的情況下完成這項(xiàng)工作，就需要提高CPU 速度。它要求更高成本的CPU ，并且功耗也隨之增加。另一種選擇是降低控制環(huán)路速度—例如，從50kHz降低到25kHz。CPU速度保持不變，并且在不導(dǎo)致任何中斷溢出的情況下完成雙環(huán)路計(jì)算。然而，由于控制環(huán)路速度降低，環(huán)路帶寬便受到限制，而低帶寬又會(huì)降低PFC性能。

集成控制解決方案

第二代數(shù)字控制器，例如：TI UCD3138 等，為我們提供了一種不一樣的解決方案。它是一種完全可編程數(shù)字控制器，但控制環(huán)路通過固件實(shí)現(xiàn)。這種控制環(huán)路基于比例積分導(dǎo)數(shù)（PID），是一種雙極、雙零數(shù)字補(bǔ)償器。所有環(huán)路計(jì)算均由固件完成，并且速度可達(dá)2MHz。固件只需對PID系數(shù)進(jìn)行配置。它允許使用一顆低速CPU，因?yàn)槠渲恍柰瓿傻退偃蝿?wù)，例如：內(nèi)務(wù)處理和通信等。另外，UCD3138 在芯片內(nèi)擁有3個(gè)獨(dú)立的環(huán)路，因此可以在沒有使用任何額外硬件或者高速CPU的情況下，實(shí)現(xiàn)雙電流控制環(huán)路。圖7顯示了使用UCD3138 實(shí)現(xiàn)的這些雙控制環(huán)路的配置情況。需對每個(gè)相位的電流反饋信號(hào)進(jìn)行測量。正常情況下，可以使用放置于MOSFET上方的CT。由于不需要分流器，因此這種配置還可提高效率。

因?yàn)镃T放置于每個(gè)開關(guān)的正上方（圖7），所以它僅檢測開關(guān)電流。它只是電感電流的上升部分，然而每個(gè)電流環(huán)路都控制平均電感電流。仍然在PWM“導(dǎo)通”時(shí)間的中間位置，對CT電流信號(hào)進(jìn)行采樣（圖3）。它是一個(gè)瞬間值，在圖8和圖9中表示為ISENSE。僅當(dāng)電流連續(xù)時(shí)，采樣的開關(guān)電流（ISENSE）才等于平均PFC電感電流（圖8）。當(dāng)電流變得不連續(xù)時(shí)（圖9）。ISENSE不再等于平均PFC電感電流。為了控制平均電感電流，需推導(dǎo)出采樣ISENSE的中間點(diǎn)與開關(guān)期間的平均電感電流之間的關(guān)系，并同時(shí)適用于CCM和DCM。

對于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的升壓型轉(zhuǎn)換器來說，升壓電感的伏秒在每個(gè)開關(guān)期間均保持平衡：

其中，tA為電流升時(shí)間（PWM“導(dǎo)通”時(shí)間），tB為電流降時(shí)間（PWM“關(guān)斷”時(shí)間），VIN為輸入電壓，而VOUT 為輸出電壓，并假設(shè)所有功率器件均為理想狀況。由圖8和圖9，可根據(jù)ISENSE 計(jì)算出平均電感電流（IAVE）：

其中，t為開關(guān)時(shí)間。組合方程式1和2得到：

利用方程式3，我們可以通過瞬時(shí)開關(guān)電流（ISENSE） 解釋平均電感電流（IAVE ）。IAVE 為期望電流，而ISENSE 為電流控制環(huán)路的電流基準(zhǔn)。檢測出真實(shí)瞬時(shí)開關(guān)電流，然后與該基準(zhǔn)比較，最后將誤差發(fā)送至電流控制環(huán)路。

圖10顯示了這種方法的測試結(jié)果。如圖4所示，即使兩-個(gè)電感電流具有較寬的方差，在使用電流平衡以后它們也能幾乎完全重疊。同時(shí)，總AC電流保持平順和干凈。

結(jié)論

我們對交叉式升壓PFC使用的三種電感電流平衡數(shù)字控制方法進(jìn)行了評估。通過比較電流差異和逐周期調(diào)節(jié)占空比，可以非常好地平衡電流。但是，這種方法還給總輸入電流注入了高頻噪聲。每個(gè)半AC周期僅調(diào)節(jié)一次占空比消除了高頻噪聲，但即使總AC電流為正弦曲線，每個(gè)單獨(dú)電感電流還是失真。更好的方法是使用兩個(gè)電流環(huán)路，每個(gè)環(huán)路單獨(dú)控制一個(gè)相。由于兩個(gè)電流環(huán)路共用相同的電流基準(zhǔn)，因此電流被自動(dòng)平衡。利用一個(gè)數(shù)字控制器，第二環(huán)路的成本僅為一些額外的代碼。測試結(jié)果表明，第三方法獲得了最佳的性能。

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