本文介紹了在通信系統中，同步Buck變換器上部功率MOSFET和下部功率MOSFET的工作特點，同時討論了在設計高效率的同步Buck變換器時，選取上部和下部功率MOSFET原則；介紹了一種新型的采用柵極屏蔽的功率MOSFET，極低的漏柵極米勒電容適合于上部功率MOSFET的應用；還介紹了一種適合于下部功率MOSFET應用的具有超低導通電阻的功率MOSFET，兩者的配合實現超高的變換效率

目前，通信系統要求越來越快的處理速度。其內部專用集成芯片，處理器單元等電路所消耗的電流也越來越大；同時，為了減小系統的體積和尺寸，內部的低壓大電流的DC/DC變換器不斷向高頻、高密度方向發展。頻率的提高帶來系統變換效率的降低，另外，由于世界范圍能源危機和環境污染提出了對節能減排的要求，因此，基于高頻的變換器必須采用新型的器件，從而可以保證系統既工作在高頻狀態下，實現小尺寸、小體積，又整體的提高系統的效率，實現節能減排的目的。效率的整體提高進一步降低了電源系統的發熱量，提高系統的可靠性。通信系統內部的系統板上使用了大量的Buck變換器，本文將針對這種變換器進行詳細的討論。

Buck變換器工作特點

在通信系統的系統板上，通常前級是從-48V通過隔離電源或電源模塊得到12V或24V輸出，也有采用3.3V或5V的輸出，目前基于ATCA的通信系統大多采用12V的中間母線架構，然后再由Buck變換器將12V向下轉換為3.3V、5V、2.5V、1.8V、1.25V等多種不同的電壓。常規的Buck變換器續流管采用肖特基二級管，而同步的Buck變換器下部的續流管卻使用功率MOSFET，由于功率MOSFET的導通電阻小，導通也遠遠低于肖特基二級管的正向壓降，因此效率更高。因此，對于低壓大電流的輸出，通常采用同步的Buck變換器得到較高的效率。

對于Buck變換器，有以下的公式：

其中，Don為占空比。當輸入電壓較高時，占空比就小。因此，對于高的輸入電壓，而輸出電壓較低，即輸入輸出的電壓差較大時，在一個開關周期，上部主功率開關管導通的時間將減小，而下部續流開關管導通的時間將自延長。圖1為上部MOSFET管和下部MOSFET管的工作波形，陰影為產生開關損耗的部分。

圖1 Buck變換器MOSFET管的工作波形

上部MOSFET管在開關的瞬態過程中，產生明顯的開關損耗，同時也存在因為MOSFET導通電阻Rds（on）產生的導通損耗。導通平均損耗與占空比和導通電阻Rds（on）成正比，對于基于ATCA的通信系統。輸入電壓為12V，輸入輸出的電壓差大，占空比小，因此導通損耗相對較小，而開關損耗占較大的比例。開關損耗主要與開關頻率及MOSFET在開關過程中持續的時間成正比。開關持續的時間與MOSFET的漏柵極的米勒電容直接相關。米勒電容小，開關持續的時間短，因此開關損耗降低。因此對于上部MOSFET管的功率損耗必須同時考慮到開關損耗和導通損耗。對于MOSFET，通常為了降低導通電阻Rds（on），就要采用更大面積的晶圓，這樣就可以得到更多的小單元，多個小單元并聯后總的導通電阻Rds（on）就降低，但同時也會增加漏極和柵極的相對面積，也就增大了漏極和柵極米勒電容。

從波形可以看到，對于下部MOSFET管在開關的瞬態過程中，沒有產生明顯的開關損耗。通常MOSFET的關斷是一個自然的0電壓的關斷，因為在MOSFET的漏極和源極有一個寄生的電容，由于電容的電壓不能突變，因此在關斷的瞬態過程中，漏極和源極電壓幾乎為0，這樣，在關斷的過程中，電壓與電流的乘積也就是關斷的功耗為0。所以對于MOSFET，要想實現0電壓的開關ZVS，關鍵要實現其0電壓開通。

通常同步的Buck變換器為了防止上下管的直通，上下管有一個死區的時間，在死區的時間內，上下管均保證關斷。那么在上管關斷后，由于輸出電感的電流不能突變，必須維持原來的方向流動，因此下部功率MOSFET內部寄生二極管導通，寄生二極管導通后下部MOSFET的漏極和源極的電壓為二極管的正向壓降，幾乎為0，所以在寄生二極管導通后，MOSFET再導通，其導通是0電壓的導通，開通損耗幾乎為0。這樣下管是一個0電壓的開關，開關損耗幾乎為0。因此在下管中，主要是由導通電阻Rds（on）形成的導通損耗。下管的選取主要考慮盡量用低的導通電阻Rds（on）。

此外，為了減小在死區時間內由于體內寄生二極管產生的正向壓降功耗和反向恢復帶來的功耗，通常會并聯一個正向壓降低、反向恢復時間短的肖特基二極管。過去主要是下管MOSFET的外部并聯一個肖特基二極管，現在通常將肖特基二極管集成在下部MOSFET管內部。起初，是將一個單獨的肖特基二極管和一個MOSFET封裝在一起，后來是將它們做在一個晶圓上。將一個晶圓分成兩個區，一個區做MOSFET，一個區做肖特基二極管。

由于二極管具有負溫度系數，并聯工作不太容易，在一個晶圓上分成兩個區做MOSFET和肖特基二極管，那么肖特基二極管在與MOSFET交界的區域，溫度高，離MOSFET較遠的區域，溫度低。當肖特基二極管溫度高時，流過更大的電流，所以與MOSFET交界的肖特基二極管區域由于溫度高，流過的電流更大，溫度進一步上升，就可能產生局部的損壞。目前，通常將特基二極管的單元做到MOSFET的單元里面，這樣就可能得到更好的熱平衡，提高器件的可靠性。

適用于上管的SGT新型功率MOSFET

通常，對于MOSFET，導通電阻Rds（on）和漏極柵極的米勒電容是一個相互矛盾的參數，除非采用新的技術，才能解決這個問題。對于同樣面積的晶圓，如果要減小米勒電容，就必須想方法減小漏極和柵極相對接觸的面積，最為直觀的方法就是對柵極采用一定的屏蔽技術，從而減小漏極和柵極的相對電容。圖2就是采用AOS的專利技術SGT所制作的新型的具有極低漏極柵極米勒電容的功率MOSFET。

注意到圖2中，除了柵極結構，其他的部分就是標準的采用Trench工藝的MOSFET。柵極被分割成上下兩個部分，下部分用一些特殊的材料屏蔽起來，下部分在內部和上部分的柵極相連，而柵極的屏蔽層被連接到源極，從而減小漏極柵極米勒電容。用這種技術設計的MOSFET如AOL1464，其Vds為30V，Vgs在10V條件下Rds（on）為6.2mΩ，而其Crss只有20pF，極大地減小了開關過程中米勒平臺的持續的時間，降低了開關損耗。AOL1430，其Vds為30V，Vgs在10V條件下Rds（on）為2.5mΩ，而其Crss為50pF。圖3中，下管采用AOS的AOL1428，上管采用AOL1430和其他廠家目前Crss最低的器件的效率曲線，可見，上管采用AOL1430具有非常高的效率。注意：輸入電壓12V，輸出電壓 1.7V，開關頻率300kHz。

適用于下管的超低Rds（on）功率MOSFET

下管主要是導通損耗，因此要盡量使用導通電阻Rds（on）低的功率MOSFET。目前，主要通過改進工藝和使用新的材料，在同樣面積的晶圓上，降低每個單元的電阻，同時盡可能的設計出更多的單元，提高單元的密度，以形成低的導通電阻Rds（on）。

圖4中，每個MOSFET單元，在相同額定的Vds電壓條件下，導通電阻相同，其具有更高的單元密度，在水平和垂直兩個方向都盡可能縮小了尺寸。AOS的AON6702采用DFN的封裝，其Vds為30V，Vgs在10V條件下Rds（on）為1.9mΩ，同時內部集成的具有優異特性的肖特基二極管。

結論

（1）同步Buck變換器的上管同時具有開關損耗和導通損耗，在輸入輸出壓差大的應用中，開關損耗為主。導通損耗與MOSFET的導通電阻Rds（on）成正比，開關損耗與漏極柵極米勒電容相關。

（2）采用SGT技術的功率MOSFET具有超低的漏極柵極米勒電容，從而減小了開關過程中米勒平臺的持續的時間，降低了開關損耗。

（3）同步Buck變換器的下管只有導通損耗，開關損耗幾乎為0。要選取 Rds（on）盡量小的MOSFET。使用新工藝和新材料，可以提高晶圓上單元的晶胞密度，降低單元的電阻密度。

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