當(dāng)今世界，手機(jī)，筆記本電腦等移動(dòng)設(shè)備正在改變著人們的生活。對(duì)于這些設(shè)備的適配器，人們總是希望能做到小巧輕便，充電快速。為此，各大廠商近期爭(zhēng)相推出超小體積快充。

01為什么需要同步整流？

從電源工程師的角度來看，充電速度快意味著更大的輸出電流和更多的發(fā)熱。而體積小巧則意味著更小的散熱面積。在這二者雙重作用下，熱的問題變得棘手。

我們以常用的反激拓?fù)錇槔俣ㄏ到y(tǒng)輸出規(guī)格為5V 4A，那么流過副邊二極管的平均電流是4A。假設(shè)二極管的導(dǎo)通壓降是0.7V，在二極管上形成的導(dǎo)通損耗是2.8W，簡(jiǎn)直熱爆了。系統(tǒng)在這種情況下長(zhǎng)期工作，會(huì)嚴(yán)重影響可靠性和用戶使用體驗(yàn)。

遇到這種問題，工程師們自然想到，如果用MOS管代替副邊輸出二極管，當(dāng)副邊續(xù)流的時(shí)候把副邊MOS管打開，使其工作在同步整流模式。由于MOS的導(dǎo)通阻抗很小，續(xù)流過程中發(fā)熱量就很小。以導(dǎo)通阻抗10mΩ的MOS為例，當(dāng)輸出電流4A時(shí)，MOS導(dǎo)通損耗僅為0.16W。發(fā)熱量被大大降低。

02同步整流如何實(shí)現(xiàn)供電？

我們都知道，對(duì)于NMOS，如果要在續(xù)流的過程中將MOS管打開就需要在G上提供高于S的電壓。而在續(xù)流的過程中，副邊的最高電壓就是S點(diǎn)的電壓。

如何才能提供一個(gè)高于S的電壓呢？

工程師們當(dāng)然能想到用輔助繞組，如上圖采用額外的繞組給副邊MOS的驅(qū)動(dòng)供電。但這種方式需要增加一個(gè)變壓器繞組和驅(qū)動(dòng)電路，增加的系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本。

那么，有沒有不需要輔助繞組的方案呢？

如上圖，如果我們把MOS管放到副邊輸出的低端，可以借助輸出電壓給MOS管供電。這種方式看似完美，但實(shí)際上MOS放在低端往往會(huì)造成系統(tǒng)的EMI表現(xiàn)更差。同時(shí)如果輸出電壓較低，就不足以為MOS的驅(qū)動(dòng)提供足夠的電壓，因此無法在低壓輸出場(chǎng)合應(yīng)用。

有沒有既不需要輔助繞組，又能適應(yīng)不同輸出電壓應(yīng)用，同時(shí)也要保證系統(tǒng)EMI表現(xiàn)較好的方案呢？

好一個(gè)靈魂三連問。答案是：當(dāng)然有！

以MPS公司的MP9989為例。

它可以直接放在輸出的高端，可支持低壓輸出，并且外圍電路非常簡(jiǎn)單，我們稱之為理想二極管。

MP9989的秘密武器就是它里面的自供電電路。

當(dāng)厡邊MOS打開時(shí)，MP9989的MOS管反向截止，此時(shí)VDS出現(xiàn)正壓，MP9989內(nèi)部的自供電電路會(huì)給VDD電容充電。當(dāng)厡邊MOS關(guān)斷時(shí)，由于VDD電容已經(jīng)被儲(chǔ)能，此時(shí)VDD可以為驅(qū)動(dòng)電路供電，保證副邊MOS的順利打開。

除此之外，隨著USB PD越來越普及，輸出的電壓范圍越來越寬。較高的輸出電壓會(huì)給芯片的耐壓帶來挑戰(zhàn)。以MP9989為例，內(nèi)置100V的MOS，為寬范圍設(shè)計(jì)提供足夠裕量。

03如何決定同步整流的開通時(shí)機(jī)？

有了自供電電路，為副邊MOS管的開通提供了必要條件。接下來面臨的問題是我們?nèi)绾螞Q定同步整流管的開通時(shí)機(jī)呢？

以MP9989為例，當(dāng)反激厡邊MOS關(guān)斷時(shí)，副邊MOS將會(huì)通過體二極管續(xù)流，VDS電壓將會(huì)從正壓轉(zhuǎn)變?yōu)?0.7V。當(dāng)芯片檢測(cè)到這個(gè)電壓轉(zhuǎn)變后將會(huì)打開副邊MOS管，完成續(xù)流。

但是，當(dāng)反激電源工作在斷續(xù)模式時(shí)，會(huì)帶來新的挑戰(zhàn)。如上圖是斷續(xù)模式下VDS電壓和副邊電流波形。當(dāng)副邊續(xù)流結(jié)束后，MOS管關(guān)閉。我們看到此時(shí)VDS電壓出現(xiàn)震蕩。某些工況下，VDS震蕩的幅值會(huì)比較大，甚至?xí)鹗幍?。此時(shí)副邊同步整流電路很容易誤將續(xù)流MOS管打開，造成系統(tǒng)異常。

那么MPS是如何解決這一問題的呢？

時(shí)間就是我們的秘密武器！

對(duì)比原邊MOS關(guān)斷瞬間和DCM震蕩時(shí)的VDS波形，我們可以看到，震蕩條件下VDS的電壓變化遠(yuǎn)遠(yuǎn)慢于正常開通時(shí)的電壓變化。根據(jù)這一區(qū)別，MPS在芯片內(nèi)部加入了電壓變化率的判斷。以MP9989為例，當(dāng)副邊VDS下降到2V時(shí)，內(nèi)部時(shí)鐘開始計(jì)時(shí)，如果VDS電壓沒有在30ns以內(nèi)下降到-80mV，我們就認(rèn)為這并不是正常的開通信號(hào)，此時(shí)芯片維持關(guān)斷狀態(tài)。這樣可以有效地避免震蕩導(dǎo)致的誤導(dǎo)通。

04如何實(shí)現(xiàn)同步整流的可靠關(guān)斷？

解決了何時(shí)導(dǎo)通的問題，我們迎來了另一個(gè)挑戰(zhàn)——何時(shí)關(guān)斷。

從原理上講，我們總是希望做到當(dāng)厡邊MOS打開的同時(shí)關(guān)閉副邊的MOS，但是由于厡副邊之間并沒有通信機(jī)制，因此副邊MOS很難及時(shí)響應(yīng)厡邊MOS的導(dǎo)通信號(hào)。

工程師們一定能想到，可以利用勵(lì)磁電感的伏秒平衡來計(jì)算出關(guān)斷時(shí)刻，常用的伏秒平衡方案示意圖如下。沒錯(cuò)，理論上根據(jù)副邊MOS的導(dǎo)通時(shí)間，可以計(jì)算出關(guān)斷時(shí)間，從而知道何時(shí)關(guān)閉副邊MOS。

但是，當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，為了穩(wěn)定輸出電壓，原邊繞組的磁通會(huì)相應(yīng)改變。在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中，伏秒平衡是不成立的。因此容易導(dǎo)致動(dòng)態(tài)過程中副邊MOS管不能及時(shí)關(guān)斷，從而出現(xiàn)短路。

除此之外，伏秒平衡原理需要采樣開通和關(guān)斷狀態(tài)下的變壓器勵(lì)磁電感電壓。電壓采樣電阻的精度和寄生參數(shù)引起的電壓震蕩都會(huì)導(dǎo)致伏秒平衡計(jì)算出現(xiàn)誤差，從而嚴(yán)重影響可靠性。

重要的事情再重復(fù)一遍！！！

伏秒平衡只在穩(wěn)態(tài)條件下成立，動(dòng)態(tài)情況下容易誤動(dòng)作，造成短路

VP，VS 采樣受外圍電阻精度影響，帶來計(jì)算誤差

寄生參數(shù)帶來的震蕩造成VP采樣不準(zhǔn)，導(dǎo)致計(jì)算誤差

那么MPS是如何解決這一問題的呢？

答案是快速關(guān)斷技術(shù)！

該技術(shù)動(dòng)態(tài)調(diào)整同步整流MOS管Gate電壓。以MP9989為例，當(dāng)VDS由正壓快速轉(zhuǎn)變?yōu)樨?fù)壓時(shí)，經(jīng)過開通延時(shí)MP9989 的MOS管打開進(jìn)行續(xù)流。

這段時(shí)間內(nèi)，副邊續(xù)流電流較大，VDS的電壓等于電流乘以導(dǎo)通阻抗。隨著續(xù)流電流的下降，VDS電壓隨之下降，如下圖。

當(dāng)VDS達(dá)到40mV后，隨著電流的繼續(xù)下降，MP9989會(huì)動(dòng)態(tài)降低Gate驅(qū)動(dòng)電壓，增大導(dǎo)通阻抗，將VDS壓降控制到40mV，如下圖。此時(shí)MOS管已經(jīng)進(jìn)入半導(dǎo)通狀態(tài)，Gate電壓處于較低水平。

到下一個(gè)工作周期，反激原邊的MOS管開通時(shí)，副邊MOS管Gate可以由之前的較低的電壓水平快速實(shí)現(xiàn)關(guān)斷，保證工作的可靠性。在這項(xiàng)技術(shù)的加持下，MPS的同步整流產(chǎn)品可以支持600kHz開關(guān)頻率，且適應(yīng)CCM，DCM，準(zhǔn)諧振，有源鉗位等反激應(yīng)用。

看到這里是不是覺得一顆簡(jiǎn)單的同步整流芯片竟凝聚了MPS如此多的創(chuàng)新？

原文標(biāo)題：【短視頻】MPS 電源小課堂第九話：副邊同步整流，讓開關(guān)電源精致到無溫度修改

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