損耗的定義損耗與效率
為了更好地理解,我們來看一下效率的定義、以及效率與損耗之間的關(guān)系。效率是輸出功率與輸入功率之比。這是因?yàn)樵趯⑤斎牍β兽D(zhuǎn)換為所需的輸出時(shí)會(huì)產(chǎn)生損耗。所以,如果用比例來表達(dá)損耗的話,可以用幾個(gè)公式來表示,比如效率的倒數(shù);功率值的話則是輸入功率減去輸出功率后的值等。
效率=輸出功率÷輸入功率 [%] 損耗=1-效率 [%] 損耗=輸入功率―輸出功率[W] 損耗=輸出功率×(1 效率)÷效率 [W]
損耗與結(jié)溫
提起為什么需要對(duì)損耗進(jìn)行評(píng)估和探討,這是因?yàn)閾p耗會(huì)轉(zhuǎn)換為發(fā)熱量。也就是說,重要的最大額定值—結(jié)點(diǎn)(Junction,芯片)溫度,在確認(rèn)是否在規(guī)定值內(nèi),是否在可使用的條件內(nèi)時(shí),發(fā)熱量是重要的探討事項(xiàng)。結(jié)溫Tj通過以下公式來表示。
Tj [℃]=Ta [℃]+(θj-a [℃/W]×損失 [W])
在這里特意用括號(hào)將“θj-a [℃/W]×損耗 [W]”項(xiàng)括起來了,該項(xiàng)即表示“發(fā)熱量”。即“環(huán)境溫度Ta+發(fā)熱量”為Tj。
熱阻θj-a因封裝和安裝PCB板條件而異。通常,在各IC的技術(shù)規(guī)格書中會(huì)給出標(biāo)準(zhǔn)值。
發(fā)生部位
下面是同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的電路簡圖以及發(fā)生損耗的位置。關(guān)于發(fā)生位置,用紅色簡稱來表示。
PONH是高邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗,也稱為“導(dǎo)通損耗”。
PONL是低邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。
PSWH是MOSFET的開關(guān)損耗。
Pdead_time是死區(qū)時(shí)間損耗。當(dāng)高邊和低邊MOSFET同時(shí)導(dǎo)通時(shí),VIN和GND處于接近短路的狀態(tài),并流過稱為“直通電流”等的過電流。為了避免這種情況,幾乎所有的控制器IC在高邊和低邊的導(dǎo)通/關(guān)斷切換時(shí),都會(huì)設(shè)有兩者都關(guān)斷的一點(diǎn)點(diǎn)時(shí)間,這就是“死區(qū)時(shí)間”。為了安全起見是需要死區(qū)時(shí)間的,但會(huì)成為損耗。
PIC是電源用IC(在這里為功率晶體管外置同步整流降壓轉(zhuǎn)換器用控制器IC)的電源電流。基本上是IC本身消耗的電流,是自身消耗電流。
PGATE是外置MOSFET的柵極電荷損耗。原則上MOSFET的柵極是不流過電流的,但需要用來驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O電容的電荷,這會(huì)成為損耗。需要同時(shí)考慮高邊和低邊。
PCOIL是輸出電感的DCR、直流電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。
將這些損耗全部加在一起就是同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的損耗。
損耗合計(jì):
P=PONH+PONL+PSWH+Pdead_time+PIC+PGATE+PCOIL
PONH:高邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗
PONL:低邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗
PSWH:開關(guān)損耗
Pdead_time:死區(qū)時(shí)間損耗
PIC:自身功率損耗
PGATE:柵極電荷損耗
PCOIL:電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗
同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗
輸出端MOSFET的傳導(dǎo)損耗
輸出端MOSFET的傳導(dǎo)損耗是高邊和低邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻(RDS(ON))帶來的,也稱為“導(dǎo)通損耗”。在這里使用以下符號(hào)來表示。
PONH:高邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。
PONL:低邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。
導(dǎo)通電阻是表示MOSFET特性的重要參數(shù)之一,并且MOSFET一定存在導(dǎo)通電阻。因此顯而易見,具有電阻的導(dǎo)體中會(huì)有電流流過,而這部分會(huì)產(chǎn)生損耗。
下面來求MOSFET的傳導(dǎo)損耗。下面電路圖中的IONH(紅色)表示高邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的電流。IONL(藍(lán)色)為低邊MOSFET導(dǎo)通時(shí)的電流。波形圖中的LX是開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓波形,IONH和IONL是伴隨著開關(guān)的各電流波形,IL是電感電流,這是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)型示例。
在同步整流中,高邊開關(guān)導(dǎo)通時(shí)低邊開關(guān)會(huì)關(guān)斷,低邊導(dǎo)通時(shí)高邊會(huì)關(guān)斷。開關(guān)節(jié)點(diǎn)波形的紅色部分表示流過IONH,藍(lán)色部分表示流過IONL。也就是說,這期間流過MOSFET的電流和MOSFET的導(dǎo)通電阻帶來的功率損耗成為各自的傳導(dǎo)損耗。以下為計(jì)算公式示例。
可以看出,結(jié)果是根據(jù)歐姆定律,I2、R乘以導(dǎo)通期間后的值。電流模型使用了平均電流Io。
順便提一下,在二極管整流(非同步整流)的情況下,同步整流的低邊MOSFET僅成為二極管,因此可以用同樣的思路來求損耗。二極管中沒有“導(dǎo)通電阻”這個(gè)參數(shù),因此根據(jù)正向電壓Vf計(jì)算。在這里由于電壓(Vf)是已知的,因此可以通過V、I來計(jì)算。另外,當(dāng)開關(guān)為雙極晶體管時(shí),也可以按照和二極管相同的思路根據(jù)VCE來計(jì)算。
在實(shí)際的計(jì)算中重要的是:導(dǎo)通電阻的值根據(jù)Io值中的導(dǎo)通電阻來計(jì)算。一般情況下在MOSFET的技術(shù)規(guī)格書中會(huì)給出導(dǎo)通電阻RDS(ON)和IDS的曲線圖,可以利用這些數(shù)據(jù)。二極管的Vf和雙極晶體管的VCE也同樣可以使用技術(shù)規(guī)格書中給出的數(shù)據(jù)。
同步整流降壓轉(zhuǎn)換器死區(qū)時(shí)間的損耗
死區(qū)時(shí)間損耗
死區(qū)時(shí)間損耗是指在死區(qū)時(shí)間中因低邊開關(guān)(MOSFET)體二極管的正向電壓和負(fù)載電流而產(chǎn)生的損耗。在這里使用Pdead_time這個(gè)符號(hào)來表示。
同步整流方式是高邊開關(guān)和低邊開關(guān)交替ON/OFF。理想的開關(guān)狀態(tài)是兩邊的開關(guān)不會(huì)同時(shí)ON或同時(shí)OFF。然而在實(shí)際運(yùn)行過程中這種理想狀態(tài)是很難的,而且,為了安全運(yùn)行還特意設(shè)置了兩邊開關(guān)同時(shí)OFF的期間。將這個(gè)期間稱為“死區(qū)時(shí)間”。這里提到“為了安全運(yùn)行”是因?yàn)槿绻麅蛇叺拈_關(guān)同時(shí)ON的話,通常會(huì)有被稱為“直通電流”、“Shoot Through”、“Flow-through Current”等的電流通過高邊開關(guān)和低邊開關(guān)從VIN流向GND。很容易想象,這與VIN和GND短路的狀態(tài)幾乎相同,大電流流過,開關(guān)MOSFET可能損壞。為了避免這種情況,會(huì)在同步整流式DC/DC轉(zhuǎn)換器IC中配置一種控制電路,使兩邊的開關(guān)不同時(shí)導(dǎo)通(ON),即兩邊先關(guān)斷(OFF)之后相應(yīng)的開關(guān)導(dǎo)通。
下面再回到死區(qū)時(shí)間的話題。在死區(qū)時(shí)間內(nèi),兩邊的開關(guān)是OFF的,所以無論從哪邊開關(guān)到輸出端應(yīng)該都不會(huì)有電流流過。然而,實(shí)際的開關(guān)是MOSFET,MOSFET中有被稱為“體二極管”的寄生二極管。下圖中連接在MOSFET漏源極之間的二極管就是體二極管。
兩邊的開關(guān)為OFF狀態(tài)時(shí),低邊MOSFET的體二極管相對(duì)于負(fù)載電流是正向的,電流通過這個(gè)體二極管流向負(fù)載。該損耗=Pdead_time可利用下列公式計(jì)算出來。
從公式中可以看出,無論哪項(xiàng)越小損耗都會(huì)越少。IC的死區(qū)時(shí)間控制是設(shè)置為確保安全、損耗最小的時(shí)間。
同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的控制IC功率損耗
控制IC的自身功率損耗
在該例中,使用同步整流式控制IC、即未內(nèi)置功率開關(guān)的控制器型IC作為電源用IC。控制電源電路用的IC也需要電源來運(yùn)行,當(dāng)然也會(huì)消耗電力,而且,其功耗也會(huì)成為損耗的一部分。即上圖中的PIC。
在這里,我們來探討電源IC在純粹的控制工作中消耗的電力。這是因?yàn)榭刂艻C含有用來開關(guān)外置MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)器,通常,當(dāng)功率開關(guān)連續(xù)開關(guān)時(shí),柵極驅(qū)動(dòng)器的功耗占主導(dǎo)地位。因此,在電源始終供給相應(yīng)的負(fù)載電流的應(yīng)用中,控制IC自身的功耗通常不會(huì)造成什么問題。然而,在輕負(fù)載時(shí)的間歇工作和周期非常長的PFM工作中,IC自身的功耗占主導(dǎo)地位,對(duì)效率會(huì)產(chǎn)生巨大影響。所以,當(dāng)需要考慮輕負(fù)載時(shí)的效率時(shí),就需要把握IC自身功耗帶來的損耗。
計(jì)算公式非常簡單。這是IC最簡單的功耗計(jì)算,但可能需要進(jìn)行一些探討。
為了確保與其他部分之間的整合性,這里給出了開關(guān)的波形,不過有的IC的技術(shù)規(guī)格書中給出的測量條件,可能是停止開關(guān)的條件。
另外,由于IC引腳的關(guān)系,控制電路用的電源引腳和柵極驅(qū)動(dòng)器用的電源引腳可以是分開的或復(fù)用的。GND也一樣。區(qū)分自身功耗和驅(qū)動(dòng)器功耗有時(shí)并不容易。不管怎樣,都需要參考技術(shù)規(guī)格書中自身消耗電流相應(yīng)的項(xiàng)目條件進(jìn)行測量。
同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的柵極電荷損耗
功率開關(guān)MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)相關(guān)的損耗,即下圖的高邊和低邊開關(guān)的“PGATE”所示部分。
柵極電荷損耗
柵極電荷損耗是由該例中外置MOSFET的Qg(柵極電荷總量)引起的損耗。當(dāng)MOSFET開關(guān)時(shí),電源IC的柵極驅(qū)動(dòng)器向MOSFET的寄生電容充電(向柵極注入電荷)而產(chǎn)生這種損耗。這不僅是開關(guān)電源,也是將MOSFET用作功率開關(guān)的應(yīng)用中共同面臨的探討事項(xiàng)。
損耗是MOSFET的Qg乘以驅(qū)動(dòng)器電壓和開關(guān)頻率的值。Qg請(qǐng)參考所使用的MOSFET的技術(shù)規(guī)格書。驅(qū)動(dòng)器電壓或者實(shí)測,或者參考IC的技術(shù)規(guī)格書。
從該公式可以看出,只要Qg相同,則開關(guān)頻率越高損耗越大。從提供MOSFET所需的VGS的角度看,驅(qū)動(dòng)器電壓不會(huì)因電路或IC而有太大差異。MOSFET的選型和開關(guān)頻率因電路設(shè)計(jì)而異,因此,是非常重要的探討事項(xiàng)。
為了確保與其他部分之間的一致性,這里給出了開關(guān)的波形,但沒有表示柵極電荷損耗之處。
電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗
電感的DCR(即直流電阻)是線圈的電阻。所以,只是因流過電感的電流和DCR而產(chǎn)生損耗。損耗發(fā)生的位置也只是電感本身。所流過的電流基本上是輸出電流Io。Io可根據(jù)電感電流IL求得。
無需贅述,需要根據(jù)歐姆定律計(jì)算。
電源IC的功率損耗計(jì)算示例
此前計(jì)算了損耗發(fā)生部分的損耗,本文將介紹匯總這些損耗并作為電源IC的損耗進(jìn)行計(jì)算的例子。
電源IC的功率損耗計(jì)算示例(內(nèi)置MOSFET的同步整流型IC)
圖中給出了從“電源IC的損耗”這個(gè)角度考慮時(shí)相關(guān)的部分。本次以輸出段的MOSFET內(nèi)置型IC為例進(jìn)行說明。相關(guān)內(nèi)容見圖中藍(lán)色所示部分。電感除外(因?yàn)殡姼惺峭庵玫模H绻?jì)算此前的說明中使用的控制器型IC的損耗的話,是不包括MOSFET和電感損耗的。
要計(jì)算損耗時(shí),需要有單獨(dú)計(jì)算時(shí)公式各項(xiàng)相應(yīng)的值。原則上使用技術(shù)規(guī)格書中給出的值。
一般情況下,技術(shù)規(guī)格書的標(biāo)準(zhǔn)值(即IC參數(shù)的值)中,包括最小值、典型值、最大值。有些參數(shù)只有最小值或最大值,或只有典型值,并非所有的參數(shù)都具備這三種值。
關(guān)于應(yīng)該使用這些值的哪個(gè)值,可能會(huì)有不同的看法,但我認(rèn)為應(yīng)該考慮到值的變化/波動(dòng),計(jì)算最差條件下的損耗。
此次將使用上圖給出的值。這些均是以最差條件為前提的值。計(jì)算步驟是先按照每種損耗的公式計(jì)算各自的損耗,然后再將損耗結(jié)果相加。
① 高邊MOSFET的傳導(dǎo)損耗
② 低邊MOSFET的傳導(dǎo)損耗
③ 高邊MOSFET的開關(guān)損耗
④ 死區(qū)時(shí)間損耗
⑤ IC控制電路的功率損耗
⑥ 柵極電荷損耗
電源IC的功率損耗總和:
在本示例中,電源IC的功率損耗約為1W。只要用于計(jì)算的數(shù)據(jù)完整,功率損耗計(jì)算并不難。
損耗的簡單計(jì)算方法
在很多情況下,電源IC的技術(shù)規(guī)格書中給出的是在標(biāo)準(zhǔn)的應(yīng)用電路中測試得到的效率曲線圖(效率 vs 輸出電流)。如果所使用的電路條件與規(guī)格書中的效率曲線的條件相同或近似,則在自己設(shè)計(jì)的電路中也可能得到基本相同的效率曲線。利用這個(gè)效率曲線,可以簡單計(jì)算損耗。這里也以內(nèi)置MOSFET的同步整流降壓轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行計(jì)算。
首先,請(qǐng)看根據(jù)效率計(jì)算損耗的公式,這同時(shí)也是為了整理效率和損耗的關(guān)系。
輸入功率 [W]=輸出功率[W]+損耗[W] 效率(×100,以“%”表示)=輸出功率[W]÷輸入功率[W] 損耗 [W]=輸出功率[W]×(1-效率)÷效率
接下來,根據(jù)下面的條件,使用效率曲線進(jìn)行計(jì)算。
使用條件:Vin=24V,Vout=5V,Iout=1.5A
從曲線圖中可以看出效率為:84%(藍(lán)色圓圈)
損耗 [W]=輸出功率[W]×(1-效率)÷效率 =(5V×1.5A)×(1-0.84)÷0.84=1.43W
這里計(jì)算出的損耗是電路的損耗(效率也一樣),因此,需要減去外置輸出電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗(PCOIL)。
如上所述,可以根據(jù)效率曲線大致算出損耗。前面提到要減去外置電感的損耗,但更準(zhǔn)確一點(diǎn)講,估算值中包含其他外置部件和PCB的薄膜布線等的損耗。然而,由于電源IC本身的損耗比這個(gè)值?。ㄍǔV皇呛苄〉闹担虼擞糜诠浪阒档牧坎]有什么問題。
功率晶體管為外置的情況下,可以用相同的思路估算,但一般需要另行求出功率晶體管的損耗,因此所花的時(shí)間也可能與單獨(dú)計(jì)算差不多。
最后,計(jì)算值的小數(shù)原則上要向上舍入,而非向下舍入。至于使用到小數(shù)點(diǎn)后幾位數(shù),可根據(jù)整體的功率來判斷有效(有影響)的位數(shù)。這是為了將誤差控制在安全范圍,需要注意的是損耗和發(fā)熱等負(fù)面因素。當(dāng)然,在進(jìn)行可否判斷時(shí)需要考慮到余量而非界限值。
封裝選型時(shí)的熱計(jì)算示例1
從本部分開始,將介紹根據(jù)求得的損耗進(jìn)行熱計(jì)算,并判斷在實(shí)際使用條件下是否在最大額定值范圍內(nèi)及其對(duì)應(yīng)方法等。原本之所以求損耗(效率),是為了確認(rèn)最終IC芯片和晶體管芯片的結(jié)溫Tj未超出最大額定值,并確認(rèn)電源電路在要求條件下準(zhǔn)確且安全地工作。
使用在“電源IC的功率損耗計(jì)算示例”中計(jì)算得到的結(jié)果。為方便起見,下面給出計(jì)算損耗時(shí)的條件和損耗的計(jì)算結(jié)果。
電源IC的功率損耗總和:
如右表所示,輸出電流IO為2A。工作環(huán)境溫度Ta為最高85℃。在這樣的條件下,電源IC的封裝考慮采用HTSOP-8封裝。HTSOP-8是標(biāo)準(zhǔn)的表面貼裝型SO封裝,是背面露出金屬板的封裝類型。
熱計(jì)算說到底是求IC芯片的結(jié)溫Tj。在IC的技術(shù)規(guī)格書中,多會(huì)提供容許損耗曲線圖,容許損耗最終也會(huì)歸結(jié)到Tj。下面是Tj的計(jì)算公式。不難看出這個(gè)公式并非特殊的公式,而是普遍的用來表示Tj的公式。
Tj=Ta+θja×P
Ta:環(huán)境(周圍)溫度 ℃
θja:接合部-環(huán)境間熱阻 ℃/W
P:消耗(損耗)功率 W
熱阻值是計(jì)算所需的信息。多數(shù)情況下會(huì)在IC的技術(shù)規(guī)格書的條件中有提供。下表是從技術(shù)規(guī)格書中摘錄的。此外,這里還提供了這些條件下的容許損耗曲線圖。
從所提供的內(nèi)容可以看出,熱阻θja因安裝PCB板的層數(shù)而異。本文中的假設(shè)前提為1層PCB,因此使用“條件①”來計(jì)算。
Tj=Ta+θja×P ?85℃+189.4℃/W×1.008W=275.9℃
Tjmax為150℃,因此從計(jì)算結(jié)果看嚴(yán)重不符合。先在公式中試著代入數(shù)值進(jìn)行了計(jì)算,在列舉條件過程中就可以看出其結(jié)果。在容許損耗曲線圖中,一個(gè)損耗1.008W的線已經(jīng)超出了①條件下的容許范圍。另外,Ta=85℃的線與①的交點(diǎn),表示①的條件下的容許功率,可以一目了然地看出,1.008W已經(jīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過這個(gè)范圍。進(jìn)一步講,當(dāng)知道θja為189.4℃/W時(shí),損耗1.008W的話僅發(fā)熱量就能超過Tjmax的150℃限值,這種條件下是無法實(shí)際使用的,這在計(jì)算前就已經(jīng)看出來了。
不過,通過該計(jì)算可以明白“將什么、做到怎樣的程度、如何做比較好”,因此還是有必要計(jì)算的。
封裝選型時(shí)的熱計(jì)算示例2
"封裝選型時(shí)的熱計(jì)算示例1"的結(jié)果,實(shí)際上無需探討也知道275.9℃相對(duì)于Tjmax=150℃來說是嚴(yán)重不合格的。
本次將基于上次的結(jié)果,在上述另一個(gè)PCB板條件②下進(jìn)行計(jì)算。
PCB板②:4層PCB(2、3層銅箔,背面銅箔74.2mm×74.2mm)
條件②:θja=40.3℃/W
Tj=Ta+θja×P ?85℃+40.3℃/W×1.008W=125.6℃ →Tjmax=150℃以下,結(jié)果OK
在條件②下,得益于4層PCB的散熱效果,熱阻從189.4℃/W降至40.3℃/W,降低了近4/5,因此,即使是Ta=85℃的條件,相對(duì)于Tjmax來說也具有約24℃的余量。這也可以從上述容許損耗曲線圖中來確認(rèn),圖中紅色虛線所示的1.008W的線和Ta=85℃線的交點(diǎn),位于條件②的容許損耗曲線內(nèi)側(cè)。
這證明希望使用的封裝HTSOP-8是可以使用的,但需要采用4層的PCB。
雖然這兩次的示例有點(diǎn)極端,但通過這樣的計(jì)算和經(jīng)驗(yàn)積累,很快就會(huì)鎖定所需的大致條件。但是,要想拿出具體結(jié)論,計(jì)算損耗功率并進(jìn)行熱計(jì)算當(dāng)然是不容忽視的步驟。
損耗因素
上文介紹過在電源電路的很多部位都會(huì)產(chǎn)生損耗,整體損耗的構(gòu)成部分–特定部位的損耗在某些工作條件下會(huì)增加。所以需要先認(rèn)識(shí)到工作條件是造成損耗增加的因素之一。下面匯總了與條件相關(guān)的造成損耗的因素,同時(shí)還給出了損耗的計(jì)算公式,這樣可以更明確地理解其關(guān)聯(lián)性。
隨著負(fù)載電流?的增加而增加的損耗因素:
高邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻?帶來的傳導(dǎo)損耗
低邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻?帶來的傳導(dǎo)損耗
電感(線圈)的DCR?帶來的導(dǎo)通損耗
隨著頻率?的提高而增加的損耗因素:
柵極電荷損耗
受負(fù)載電流?和頻率兩者影響的損耗因素:
開關(guān)損耗
Dead Time損耗
這些是和電源電路的規(guī)格變更和條件變動(dòng)有關(guān)的因素。只要理解了這些關(guān)系,就可以明白探討規(guī)格和條件變更時(shí)的注意要點(diǎn)。
通過提高開關(guān)頻率來實(shí)現(xiàn)小型化時(shí)的注意事項(xiàng)
在開關(guān)方式的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中,如果提高開關(guān)頻率,就可以降低外置電感和電容器的值,也就是說,就可以使用更小形狀、更小封裝的電感和電容器,使電路所需的安裝面積變小,從而可實(shí)現(xiàn)設(shè)備的小型化。這是在小型便攜設(shè)備中常用的方法。
上文中介紹過,受開關(guān)頻率 fSW 影響的損耗因素主要有三項(xiàng):①柵極電荷損耗、②開關(guān)損耗、③死區(qū)時(shí)間損耗。
針對(duì)這些因素,下面來計(jì)算一下當(dāng)開關(guān)頻率提高時(shí),實(shí)際會(huì)增加多少損耗。條件使用“電源IC的功率損耗計(jì)算示例”中使用過的右側(cè)條件。將開關(guān)頻率從0.1MHz提高到2MHz。
<隨著頻率?的提高而增加的損耗因素>
①柵極電荷損耗
②開關(guān)損耗
③死區(qū)時(shí)間損耗
從計(jì)算公式可以看出,由于開關(guān)頻率 fSW 從0.1MHz提高到2MHz(20倍),幾種功率損耗也直接提高了20倍。然而,從整體功率損耗中每個(gè)值的比例來看,②開關(guān)損耗和③死區(qū)時(shí)間損耗占主導(dǎo)地位。
如果用具體的數(shù)值來表示整體損耗,那就是:開關(guān)頻率0.1MHz時(shí)損耗為0.632W,開關(guān)頻率1MHz時(shí)損耗為1.208W,開關(guān)頻率2MHz時(shí)損耗為1.848W,很明顯隨著開關(guān)頻率的提高,損耗也在增加。
再計(jì)算一下效率:輸出功率為10W(5V/2A),輸入功率為輸出功率+損耗功率,因此在0.1MHz時(shí)效率為94.1%,1MHz時(shí)效率約為89.2%,2MHz時(shí)效率為84.4%,在實(shí)際上可能發(fā)生的從1MHz到2MHz的變化過程中,效率下降達(dá)4.8%。
考慮因素及對(duì)策
提高開關(guān)頻率可使用更小型的外置電感和電容器,從而可進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)電源及應(yīng)用的小型化。然而,提高開關(guān)頻率后,開關(guān)損耗和死區(qū)時(shí)間損耗隨之增加,效率隨之下降。也就是說,提高開關(guān)頻率所帶來的小型化和損耗增加(效率下降)之間,存在著此起彼消的矛盾關(guān)系。
作為其對(duì)策方案是基于應(yīng)用的要求,在可接受的損耗(效率)和尺寸范圍進(jìn)行平衡來設(shè)置開關(guān)頻率。如果是尺寸為第一優(yōu)先要素,則采用最快的開關(guān)頻率;如果是效率為第一優(yōu)先要素,則選擇最慢的開關(guān)頻率。不過很多情況下是綜合衡量尺寸和效率,取折中方案。
高輸入電壓應(yīng)用時(shí)的注意事項(xiàng)
對(duì)于DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸入電源來說,通常工業(yè)設(shè)備的12V總線等幾乎是恒定電壓,而汽車的電池電壓等雖然標(biāo)稱12V,但需要考慮到瞬態(tài)波動(dòng)等因素,設(shè)想相當(dāng)寬范圍的電壓進(jìn)行設(shè)計(jì)。
本文將在此前提到的條件(輸入電壓12V,最高達(dá)60V)下來探討效率。
在“損耗因素”一文的公式中提到,輸入電壓的升高能夠?qū)π试斐捎绊懙氖恰伴_關(guān)損耗”。
<隨著輸入電壓 VIN的升高而增加的損耗因素>
開關(guān)損耗:
從公式可以看出,開關(guān)損耗隨VIN的升高而增加,由于是乘法算式,因此將會(huì)造成很大的影響。
下面來實(shí)際計(jì)算一下當(dāng)VIN為12V和60V時(shí)的損耗。
PSWH(12VIN)=0.5×12V×2A×(20 nsec+20 nsec)×1MHz=0.48W
PSWH(60VIN)=0.5×60V×2A×(20 nsec+20 nsec)×1MHz=2.4W
VIN升高了5倍,所以計(jì)算后開關(guān)損耗也增加了5倍。
考慮因素及對(duì)策
要將輸入電壓范圍擴(kuò)展為12V~60V,需要對(duì)當(dāng)初選擇用于12VIN的MOSFET重新評(píng)估包括額定電壓(耐壓)在內(nèi)的幾項(xiàng)規(guī)格。以下匯總了重新評(píng)估要點(diǎn)和注意事項(xiàng)。
在使用開關(guān)晶體管(MOSFET)外置的控制器IC的案例中,重新評(píng)估MOSFET的額定電壓(VD)。
開關(guān)損耗會(huì)增加,因此MOSFET的容許損耗也需要重新評(píng)估。
隨著MOSFET的變更,探討采用tr和tf更快且導(dǎo)通電阻和Qg低的產(chǎn)品。
電源規(guī)格中,如果能夠降低開關(guān)頻率就將其降低。如果將fSW減半(降至500kHz),則損耗也會(huì)減半。
如果是開關(guān)晶體管內(nèi)置型的IC,則需要對(duì)IC本身進(jìn)行評(píng)估。
至此僅考慮了損耗方面的因素,其實(shí)在涉及更高輸入電壓時(shí),還有一項(xiàng)考慮因素。雖然并非本文的主題內(nèi)容,但在現(xiàn)實(shí)中是非常重要的,因此在這里提一下。
應(yīng)該是將最大60VIN降壓至5VOUT,但降壓比受電源IC的控制參數(shù)之一的最小導(dǎo)通時(shí)間的限制,故必須對(duì)降壓比和最小導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行探討。由于降壓比是60:5,按開關(guān)頻率1MHz進(jìn)行簡單計(jì)算的話,需要能夠控制周期1μs的1/12、即83.3ns的導(dǎo)通時(shí)間的電源IC。然而,現(xiàn)實(shí)中最小導(dǎo)通時(shí)間83.3ns以下的電源IC并不多。在ROHM的產(chǎn)品中,DB9V100MUFF這款電源IC可以滿足該條件,但在多數(shù)情況下,很多產(chǎn)品因無法滿足最小導(dǎo)通時(shí)間要求而被迫降低開關(guān)頻率。如果降低開關(guān)頻率,則不僅需要重新確認(rèn)損耗,其他相關(guān)的所有元器件常數(shù)等都需要重新確認(rèn)。但在車載設(shè)備中,基本上都要求2MHz以上的開關(guān)頻率,因此無法通過降低開關(guān)頻率來解決該問題。
綜上所述,在探討高電壓應(yīng)用時(shí),需要考慮到降壓比和損耗增加這兩方面的因素。
高輸入電流應(yīng)用時(shí)的注意事項(xiàng)1
在此前使用的條件中,設(shè)想輸出電流的范圍為1A~5A。
隨著輸出電流增加而增加的損耗有低邊/高邊MOSFET的導(dǎo)通電阻損耗、開關(guān)損耗、死區(qū)時(shí)間損耗以及電感的DCR損耗。
下面是“損耗因素”中列出的各損耗公式。
<隨著輸出電流?的增加而增加的損耗因素>
?高邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻?帶來的傳導(dǎo)損耗
?低邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻?帶來的傳導(dǎo)損耗
?開關(guān)損耗
?死區(qū)時(shí)間損耗
?電感(線圈)的DCR?帶來的導(dǎo)通損耗
從公式中可以看出,MOSFET的導(dǎo)通電阻和電感的DCR損耗尤為增加。由于Io為二次方,因此1A時(shí)為1,但5A時(shí)變?yōu)?5,與其他損耗相比,其系數(shù)變?yōu)?倍。
考慮因素及對(duì)策
MOSFET的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗是損耗增加的主要因素,因此在開關(guān)MOSFET外置的控制器IC配置的情況下,應(yīng)選擇導(dǎo)通電阻低的MOSFET。如果是MOSFET內(nèi)置型IC,則基于同樣的觀點(diǎn),應(yīng)選擇內(nèi)置MOSFET的導(dǎo)通電阻小的IC,但由于沒有單獨(dú)選擇MOSFET的選項(xiàng),因此需要對(duì)比整體的損耗進(jìn)行選擇。
電感的DCR損耗也很大,因此需要選擇DCR小的電感。在IC組成的電源電路中,一般情況下電感為外置,因此與MOSFET外置型和內(nèi)置型的思路相同。
關(guān)于開關(guān)損耗,選擇tRISE和tFALL較快、即MOSFET的開關(guān)速度快的產(chǎn)品可抑制開關(guān)損耗。基本上需要選擇Qg低的MOSFET。另外,控制器IC的柵極驅(qū)動(dòng)能力高也可有效抑制損耗,但本次使用IC本身的條件。有的MOSFET內(nèi)置型IC是以高速開關(guān)為特點(diǎn)的。
此次的條件設(shè)置中,是以不改變開關(guān)頻率為前提的,不過也有通過降低開關(guān)頻率來降低損耗的手法。但是,這與電感的大小之間存在矛盾平衡關(guān)系。
死區(qū)時(shí)間損耗是死區(qū)時(shí)間中因低邊MOSFET的體二極管的正向電壓VF和Io而產(chǎn)生的損耗,因此理論上應(yīng)該使用縮短死區(qū)時(shí)間、體二極管的VF小的MOSFET。然而,在大多數(shù)情況下,死區(qū)時(shí)間是按控制器IC優(yōu)化的值設(shè)置的,是無法調(diào)整的,而且根據(jù)死區(qū)時(shí)間來選擇控制IC的做法也不太現(xiàn)實(shí)。此外,對(duì)于MOSFET也是一樣,尋找體二極管的VF小的產(chǎn)品也并不現(xiàn)實(shí)。如果無法容忍死區(qū)時(shí)間損耗,可以通過在低邊MOSFET的漏極-源極間增加VF小的二極管(如肖特基二極管)來降低VF。另外,雖然這種方法與本次的條件不符,但還可以通過降低開關(guān)頻率的方法來處理。
最終需要使用導(dǎo)通電阻低的MOSFET,提高開關(guān)速度,并選用DCR低的電感。但是,關(guān)于MOSFET的選型還有一些需要探討的事項(xiàng),相關(guān)內(nèi)容將在“其2”中進(jìn)行說明。
高輸入電流應(yīng)用時(shí)的注意事項(xiàng)2
如上文中所介紹的,要想提高輸出電流,需要使用導(dǎo)通電阻小的MOSFET。然而,高耐壓且低導(dǎo)通電阻的MOSFET通常會(huì)具有較大的柵極電容,并且往往具有較高的Qg,因此,需要注意柵極電荷損耗。
下面將在此前使用的條件下,在柵極電荷Qg具有從1nC到50nC的范圍條件下,來探討損耗。
?柵極電荷損耗
??
當(dāng)Qg增加時(shí),柵極電荷損耗也會(huì)隨之增加。
對(duì)策
作為應(yīng)對(duì)這種損耗增加問題的對(duì)策,可探討使用輸出電流增加時(shí)所需的低導(dǎo)通電阻的MOSFET,且Qg低的MOSFET。實(shí)際上存在導(dǎo)通電阻低且Qg足夠低的MOSFET,這是可以避免的問題。
需要注意的是,Qg低的MOSFET可能會(huì)具有急劇的開關(guān)上升/下降,這可能會(huì)導(dǎo)致開關(guān)噪聲變大。雖然這種對(duì)策具有提高開關(guān)速度、降低開關(guān)損耗的優(yōu)點(diǎn),但需要充分評(píng)估EMI問題,也需要考慮PCB設(shè)計(jì)。
小結(jié):在探討輸出電流大的應(yīng)用時(shí),需要使用導(dǎo)通電阻低的MOSFET,提高開關(guān)速度,并選擇DCR低的電感。關(guān)于MOSFET,需要選擇導(dǎo)通電阻低、Qg低的產(chǎn)品。在這種情況下,開關(guān)速度往往會(huì)提高,因此需要確認(rèn)開關(guān)噪聲是否有增加。
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