實際上，如今很少有設備與頻率相關，而且許多設備都具有可連接到各種電壓的不斷變化的電源。如果只有電壓是問題，那么變壓器可以解決問題，但仍有一些設備需要特定的線路頻率，而頻率的更改要復雜得多。一位朋友有一個剃須刀，它與60Hz的線路頻率產生機械共振，但在50Hz時效果不佳。（我仍然擁有并每天使用1967年左右的BRAUN剃須刀，該剃須刀在50Hz下共振，即使電壓可以從單相110V更改為220V，也無法在60Hz下正常工作。我還有另一個更新的剃須刀取決于我出國旅行時的頻率。）即使是通過較慢旋轉以50Hz工作的電機也需要向下調整電壓，因為50Hz的阻抗較低，因此有時即使不是絕對必要，提供正確的頻率也是有意義的。

使用變壓器或開關適配器很容易轉換電壓，但改變頻率并不那么容易。經過一番搜索，我發現有固態變頻器，但它們是非常昂貴的專業設備，而不是旅行者和家用電器的小工具，所以我開始自己設計和制造一個更便宜的。

規格為：

輸入：230 伏交流電，48 赫茲至 400 赫茲。

輸出：110 伏 RMS 交流（修正正弦波），60 赫茲。

本變頻器的功率能否輸出主要取決于C1和C2的值；它們越大，輸出越大。對于這種低功率應用，晶體管尺寸過大，并且可以處理更多的功率，前提是它們安裝在足夠的散熱器上并且控制部分根本不會受到影響。由于該電路輸出 110 V RMS，它可以用作電壓轉換器，即使該設備不需要 60Hz 并且可以在 50Hz 下工作，但在這種情況下，變壓器確實是更好的解決方案。

警告！該變頻器電路可處理極高且危險的電壓。除非您擁有必要的知識和專業知識，否則甚至不要考慮構建它。這不是盲目遵循的食譜，而是要開發以滿足個人需求的一般想法的示例。如果您沒有經驗，那么甚至不要嘗試。

逆變器部分

我們可以將變頻器分成三個不同的部分。一個是輸出110V RMS方波的開關部分（逆變器），另一個是控制開關的控制部分，第三個是控制部分的低壓電源。讓我們首先快速瀏覽一下從開關逆變器部分開始的不同部分。

C1 和 C2 從單相 230 V 電源通過二極管橋串聯充電到總共約 320 V 的電壓，該電壓在兩者之間均分。沒有功率因數校正，因此這種設計實際上只適用于相對較小的負載。一對與 C1 和 C2 并聯的等值電阻器確保電壓在兩個電容器之間平均分配。我碰巧有 330K，但我可能會選擇一個稍低的值，如 100K。NTC 限制了浪涌電流。我還在逆變器部分添加了一個保險絲，該保險絲未在線路輸入的圖中顯示。這是常識，也是防止過載的唯一保護措施。

負載一端接在C1和C2的中點，另一端通過TR1和TR2構成的半橋交替切換高低軌。反向偏置的 1N4007 二極管與 TR1 和 TR2 并聯。這是為了防止由感性負載引起的瞬變。事實上，我沒有安裝它們，因為 MOSFET IRF830 在外殼中包含了這個二極管。我將這對晶體管安裝在散熱器上，盡管負載減少，它們幾乎不會升溫，但逆變器電路可以升級以通過增加 C1 和 C2 的值來處理更大的功率，并且晶體管熱量不會成為問題。這是在低頻（例如 50 Hz、60 Hz）下工作的好部分。

為了保持輸出的峰值和 RMS 值等于 110 Vac RMS 正弦波，我們需要使輸出為：

1/4 周期 = 0 V（兩個晶體管都被阻斷），

1/4 周期 = +160 V（ TR2 導通），

1/4 周期 = 0 V（兩個晶體管都被阻斷），

1/4 周期 = -160 V（TR1 導通），

從數學上可以看出，該波形具有與 110V 交流正弦波相同的 RMS 和峰值。峰值對于將電容器充電到峰值的設備很重要，RMS 對于其他設備很重要。因此，該波形是正弦波的最佳矩形近似，通常稱為“修正正弦波”。我個人不喜歡這個營銷術語，因為它非常不準確。矩形波或“修正方波”會更準確。某些設備可能需要來自變頻器的真正弦波。許多電壓表測量平均電壓并以 0.707/0.636 的系數進行校正，以指示 RMS 假設為正弦波形并且對其他波形無效。測量矩形“修正正弦波”時的此類儀器波形真正弦修正正弦

頂峰1.0001.000

平均數0.6360.500

有效值0.7070.707

在下面的照片中，我們可以看到在“示波器”上看到的實際矩形輸出（綠色）和疊加的數學正弦波（紅色）。由于所有整流器電容器負載，來自市電的實際電壓的頂部被大幅削減。

因此，我們需要兩個信號來在適當的時間打開/關閉 TR1 和 TR2。TR1（稱為“低端”）很容易控制，因為源與控制電路處于相同的基本參考電平，但 TR2（稱為“高端”）有點棘手，因為它是浮動的并且一直在兩者之間兩個導軌。有很多方法可以解決轉換控制信號電平的問題。您可以搜索“高端控制”或類似術語。有許多分立電路和集成解決方案。為簡單起見，我考慮使用 IRS2110，但它相對昂貴且難以找到，因此我決定使用我已經擁有的舊光耦合器使用我自己的分立解決方案。該設計非常簡單，在 60 Hz 下工作良好，但不適合高開關頻率，因為 TR2 延遲關閉，必須更改電路以使其關閉更快（這并不復雜）。這是因為柵極通過電容器放電，而不是有信號迫使它下降。改變電阻值可加快關斷時間，但在晶體管導通時需要更高的電流。

需要特別注意理解自舉電容器，它為開關高端 MOSFET TR2 提供極化。該電容器通過二極管從低壓電源充電至 15 V，該電源在 TR1 導通時為控制部分供電并使電容器接地。然后，當 TR1 停止導通時，電容器浮起，TR2 的源極通過光耦合器（或其他情況下使用的任何電路）為柵極開關提供必要的電壓。我實際上使用了 47 uF，這已經足夠了。

控制部分

現在讓我們看看變頻器控制部分。它由一個以 960 Hz 振蕩的經典 555 振蕩器、一個四級 CD4029 分頻器（除以 16）和 CD4001 的三個 NOR 門組成。顯示的波形是不言自明的?？梢钥闯鯰1和T2是如何交替為1/4周期正的。T2 應用于光耦合器，將電平轉換為 TR2 的電平。4001 中有第四個未使用的門，最好將輸入連接到地或 Vcc，而不是讓它們懸空。我還在電源引腳之間放置了一個旁路電容器。

當連接到 Vcc 時，4029 計數器的引腳 1 將在引腳 4、12、13、3 上設置的值預加載到 Q1-Q4，并且計數器在接地時正常計數。這意味著我們可以通過拉高來停止輸出。使用如圖所示的電阻器和電容器，逆變器輸出將在通電后大約需要一秒鐘才能開始工作。起初我將它用于變頻器，但后來我移除了電容器以加快測試速度，并且我從未更換過它。您可以使用或不使用它，也可以根據需要使用開關。它還可用于通過電路在輸出端檢測到過電流時將其驅動為高電平來實現過載保護。

電源供應

最后，我們為變頻器控制部分提供了 15 伏電源。我沒有測量消耗，但我想它可能是 10 或 15 mA。我們需要大約 15 V 的電壓來切換 MOSFET，并且控制電路 IC 在此電壓下也能正常工作。對于如此小的功耗，而不是復雜的穩壓器電路，我總是采用非常簡單的設計，如圖所示。我只是將一個齊納二極管與負載并聯，并確保變壓器具有足夠的輸出電阻，這樣齊納二極管就不會過載。如果我正在設計商業產品，我可以指定具有所需輸出電阻的變壓器，這也有助于降低成本，因為使用了盡可能小的變壓器。但是，如果我使用從垃圾箱中取出的回收變壓器，例如在這種情況下，然后我只是將一個電阻器與初級串聯，然后嘗試幾個值，直到電阻器本身將電流降低到略高于電路需要的電流，并且齊納二極管吸收了少量多余的電流。沒有比這更簡單的了。請注意，齊納二極管僅在交流輸入峰值期間短暫導通。另請注意，需要通過測試為每個變壓器和每個電路單獨確定電阻器的大小。具有相同標稱輸出值的變壓器的實際開路電壓和輸出阻抗差異很大，因此您必須自己測試。您可以從較大的電阻值開始，然后逐漸減小，直到獲得所需的輸出電壓。

結構

我在設計時在穿孔板上組裝了變頻器電路，并對其進行了修補，直到它工作得很好。使用電阻負載它可以完美地工作，但是當我連接一個電感負載時會出現問題，因為每次晶體管切斷時，相反的晶體管都會立即導通一小段時間。我沒有嘗試修改電路，而是通過將一個電容器與負載并聯并將一個小電阻器與兩者串聯來解決這個問題。與每個晶體管并聯的 RC 緩沖器可能會解決這個問題。

除了自己設計的，你可以簡單地買GoHz變頻器來

轉換單相

110V 60HZ至220V 50HZ;

120V 60Hz 至 240V 50Hz；

230V 50Hz 至 110V 60Hz；

將三相

480V 60Hz轉換為 400V 50Hz；

240V 60Hz 至 440V 50Hz；

或者定制您的特定要求。
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