作者：韓仲華，雷昕，苑海濤

支持空時分復用的無線Mesh 網絡采用多方向天線陣列技術，使用多個高增益定向天線進行多方向覆蓋，具備通信距離遠和天線自動掃描與對準的特性，便于快速部署。但現有的多方向天線陣列的設計從擴大通信距離的角度考慮，側重于提高天線增益，使其垂直主瓣寬度僅為6°，這對于通信距離較近并且節點之間高程差較大的情況來說，覆蓋性能不夠理想。對多方向天線陣列的組成單元——微帶陣列天線進行了優化設計，提出了一種支持空時分復用無線Mesh 網絡的微帶陣列天線設計，其垂直主瓣寬度可達30°，并對設計的微帶陣列天線進行了性能仿真和實際測試。

伴隨機動通信組網應用的快速發展，如何提升從部署到組網開通的時間效率是一個重要問題，同時需要兼具高帶寬和快速部署這2大任務特性。無線Mesh 網絡非常適于寬帶機動組網應用，特別是基于多方向天線陣列的同步無線Mesh 網絡技術在相同距離下可以實現遠高于普通全向天線的通信速率。另外，每個節點還能夠實現天線的自動掃描對準，從而節省了網絡部署時間。

當前多方向天線陣列是針對遠距離組網通信而設計，天線增益較高而垂直主瓣寬度僅為6°，在有些實際部署場合中，節點部署距離較近，同時節點之間存在較大的高度差 ，這使得較窄的垂直主瓣寬度無法較好地實施覆蓋，需要針對這種應用場合進行天線優化設計，增大垂直主瓣寬度，提高覆蓋性能。

設計了一種垂直主瓣寬度可達30°的微帶陣列天線，可以有效地支持空時分復用無線Mesh 網絡，實現節點覆蓋垂直空間范圍的大幅提升。

1 基本理論

微帶偶極子天線單元的結構是一個帶有巴侖饋電結構的微帶偶極子。印刷偶極子和平衡饋電器復合結構使其精確分析變得十分困難。為了分析其性能，把二者分成微帶偶極子輻射臂和平衡饋電兩部分處理。輻射臂可以等效為一個對稱振子，單元平衡饋電部分可用同軸電路來等效。微帶偶極子輻射臂，可利用等效半徑的概念，等效為半徑為De，長度為2Le的對稱振子。

中心饋電的帶狀振子的等效半徑為：

De = 0.25（ D + t） ，

式中，D 為帶狀振子的寬度，t 為帶線厚度。

振子輻射臂長度2L，考慮到帶狀振子2 個端頭效應，振子的長度應當修正。修正量為振子寬度的1 /4，即：

2Le = 2L + D/4，

式中，2L 為振子實際幾何長度。求出輻射臂的等效半徑和等效長度后，可以利用海倫方程的矩量法解求出振子的電流分布，輸入阻抗和輻射方向圖。

對于巴侖饋電結構，由傳輸線理論，有：

式中，Za是將Zin變換為50 Ω 的1 /4 阻抗變換器的特性阻抗; Zb是開路枝節的特性阻抗; Zab是振子兩臂之間開縫處的等效共面波導的特性阻抗θa 、θb和θab，分別為對應微帶線的電長度。在最初的設計中，一般設θa = θb = θab = 90° 。

lb的長度近似等于1 /4 工作波長，開路端口經過1 /4 波長的阻抗變換可以等效為短路端口，與另一面的偶極子天線產生耦合以達到饋電的目的。

2 微帶陣列天線設計

為解決單元帶寬不夠的問題，可以將振子臂加寬，即增大D。這是一種常用的增加偶極子帶寬的方法，因為在這種情形下可以近似認為偶極子有多條諧振路徑。

為了對寬帶偶極子進行相應的寬帶激勵，引入超寬帶Vivaldi 天線中常用的饋電結構。開路線采用了扇形終端，巴侖處的縫隙也加寬，其單元帶寬可達1 GHz 以上。

由于開路線的終端是扇形的，則Zb和θb不再是點頻的函數，其帶寬變寬。同時，縫隙變寬后，Zab和θab也不再是點頻的函數，帶寬也將增加。因此，根據Zin的表達式可知，其帶寬也將變寬。

在設計和調整微帶偶極子的過程中，主要工作是獨立地設計其中心頻率和帶寬。帶寬由振子的寬度決定，而中心頻率由振子長度決定：

式中，分母的2 倍來源于半 波振子，有效介電常數應小于介質基板的相對介電常數。

欲盡量提高微帶巴侖的帶寬，應該仔細調整扇形開路終端的半徑Ｒo 、縫隙的長度Ls和縫隙的寬度Ws 。經反復調整后，得到一組尺寸。此尺寸一經確定，不適宜再做更改。特別是在組陣時，天線單元的尺寸中唯有振子長度可以變化以調整工作頻帶，巴侖的參數不應變化。

反射面結構如圖1 所示。反射面的設計需要考慮以下因素： 扇區的數目決定了彎折角度，斜邊長度Lslo影響著垂直面波束寬度，陣列半徑決定了垂直段長度Lvt 。

圖1 反射面

由于多方向天線陣列包括8 個扇區，因此每個天線單元的2 個反射板的斜邊延長線的夾角應該是360° /8 = 45° ，則斜邊和反射板垂直邊的夾角為112． 5° 。斜邊長度Lslo是通過陣列仿真確定的。

天線的垂直面方向圖性能指標主要通過陣列設計來實現，通過調整單元個數與單元間距來滿足指標要求。為了實現高增益的目的，需要增加單元數目，但同時波瓣寬度變窄并且天線架設的難度增大。當單元數N = 5 時，垂直面方向圖半功率波瓣寬度過窄，因此選擇單元數目N = 4。隨著單元間距的增大，方向圖副瓣增多，并且波瓣寬度變窄，因此，單元間距選擇0． 5 λ ～ 0． 6 λ 較為合適。

方向性與單元間距的關系可以通過有效口徑來體現，因為方向性D 和有效口徑Ae滿足以下關系：

D = 4π（Ae/λ2）

由于設計目標是垂直面波束為30° 的陣列，因此方向性D 應取比較小才對。由上式可知，有效口徑Ae也應取小。必須在一定數量的單元前提下研究如何減小有效口徑。然而，隨著單元個數的增加，有效口徑會隨之增大。可見，有效口徑和增益存在一定的矛盾。為解決此問題，可以采用的手段有：

① 盡量減少單元間距，從物理角度縮短有效口徑;② 對稱地降低陣列兩側單元的激勵幅度，使陣列的幅度呈現某種最優分布，從而從電的角度縮短有效口徑; ③ 對稱地改變陣列單元的激勵相位，從電的角度縮短有效口徑; ④ 保持原有的4 個陣列單元不變，在兩側對稱地增加寄生單元，調節其加載電抗，使得寄生單元的相位與有源單元反向，從電的角度縮短有效口徑。

單元數目主要從增益的角度出發考慮。一個偶極子理論上的增益大約是2． 1 dB，水平面的45°波束可以提供360 /45 = 8 = 9 dB 的增益，垂直面的2個單元可以提供3 dB 增益，加起來一共是14． 1 dB。但是以上估算都是基于陣列間距為半波長，單元等幅同相激勵的假設。實際的陣列要通過縮短有效口徑的方法來擴展垂直面波束，因此增益無法達到以上估算值。再考慮到一些其他的損耗，最終增益可能低于10 dB。綜合考慮，最好取4 個單元。

為了提高垂直面波束寬度，減小方向性，陣列間距應盡可能小。但是由于偶極子本身的長度，間距不可能無限制地減小，并且如果單元之間距離很近，互耦也會對陣列的帶寬造成惡化。考慮到介質基板對偶極子長度的縮短作用，陣列間距取0． 4 λ ～ 0． 5λ 比較好。

根據天線陣列理論，幅度分布中均勻分布的增益是最高的，道爾夫－ 切比雪夫分布是波束寬度與旁瓣電平綜合考慮的最優分布，二項分布是旁瓣最小的分布。其中，二項分布的分布變化最劇烈，其波束寬度也最寬。由此可見，應該適當減小邊緣分布的幅度。此外，相位分布可以通過簡單地改變饋線的長度來改變激勵的相位。但無論是改變幅度還是改變相位，都要考慮到增益的下降。

設計的微帶陣列天線如圖2 所示。

圖2 微帶陣列天線

3 仿真與測量

采用HFSS 仿真平臺對微帶陣列天線進行仿真分析，駐波比仿真結果如圖3 所示，各頻段下的天線增益和主瓣寬度如表1 所示。

為了驗證天線性能，制作了天線樣機并進行了駐波比、天線增益和主瓣寬度等性能指標的測試，樣機實物如圖4 所示，各頻段下的天線增益和主瓣寬度如表2 所示。

從仿真和實測結果可以看到，設計的微帶陣列天線增益均超過11 dB，水平面主瓣寬度超過45°，特別是垂直面主瓣寬度均超過30°，滿足設計要求，在保持較高增益的同時，大幅擴展了垂直空間的覆蓋范圍。

4 結束語

為了提高多方向天線陣列對于通信距離較近、節點之間高程差較大的環境下的覆蓋性能，對多方向天線陣列的組成單元——微帶陣列天線進行了優化設計，提出了一種支持空時分復用無線Mesh 網絡的微帶陣列天線方案，其垂直主瓣寬度可達30°，增益超過11 dB。性能仿真和實測結果表明，優化后的微帶陣列天線設計可以使基于多方向天線陣列的無線Mesh 網絡節點覆蓋垂直空間范圍大幅提升。

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