GaN 高電子遷移率晶體管 (GaN HEMT) 具有更低的驅動損耗和更短的死區時間電路優勢，因為柵極顯著減少

與硅 MOSFET 相比，GaN 高電子遷移率晶體管 (GaN HEMT) 具有更低的驅動損耗和更短的死區時間電路優勢，因為柵極電荷 (Qg) 和輸出電容 (Coss) 顯著降低。因此，GaN HEMT 在高頻軟開關諧振拓撲（如 LLC 諧振轉換器）中顯示出優于硅 MOSFET 的顯著優勢。隨著開關頻率（fsw)，可以減小變壓器鐵芯尺寸。此外，采用 3-D PCB 結構來提高功率密度。精心設計了 190 瓦、400V-19V GaN Systems 基于 E-HEMT 的 LLC DC-DC 諧振轉換器，并且該變壓器針對工作在 600kHz 以上的高端適配器應用進行了優化。該轉換器展示了功率密度超過 63W/inch3 的完整設計，包括 400V 總線電容器，峰值效率為 96%。

高功率密度是 GaN HEMT 廣泛用于低功耗消費類應用（例如筆記本電腦適配器、平板電視和一體式臺式計算機）的關鍵動機之一。

LLC 諧振轉換拓撲可有效提高效率，特別是對于開關損耗比傳導損耗更重要的高輸入電壓應用。串聯和并聯電感通常利用漏電感和勵磁電感集成到變壓器中，從而減少元件數量。本文旨在展示使用 GaN HEMT 的高功率密度和高效率 DC-DC LLC 解決方案。

表 1. QG 和 COSS 比較。

GaN HEMT 在高頻軟開關 LLC 應用中運行的能力

與硅 MOSFET 相比，GaN HEMT 具有顯著降低的柵極電荷 (Qg) 和輸出電容 (Coss)，從而導致更低的驅動損耗和更短的導通/關斷周期。因此，GaN HEMT 在高頻軟開關諧振拓撲（例如 LLC 諧振轉換器）中顯示出優于硅 MOSFET 的顯著優勢。

為了更深入地了解 GaN 在高頻軟開關諧振轉換器中的潛在優勢，我們必須將 GaN HEMT 的關鍵參數與傳統 Si MOSFET 的關鍵參數進行比較。例如，選擇 GaN Systems 的 GS55504B 與有源 Si MOSFET（IPx65R110CFD 和 IPP60R105CFD7）進行比較，因為它們具有相當的 RDS(ON) 值。下表顯示了關鍵參數的比較：VDS、RDS (ON)、QG、CO (ER) 和 CO (TR)。

圖 1. Qg 比較

圖 2. 柵極驅動器損耗比較

A. GaN 的 Qg 優勢

如圖 1 所示，與 IPx65R110CFD 和 IPP60R105CFD7 相比，GS55504B 的柵極電荷 (Qg) 顯著降低，從而降低了驅動損耗。圖 2 顯示了不同開關頻率下柵極驅動器損耗的比較。兩種器件之間的損耗差異隨著開關頻率的增加而急劇增加，證明了 GaN HEMT 在高開關頻率下工作的優勢。

圖 3. 成本比較

圖 4. 成本能量比較

圖 5. 關斷時的 Coss 充電時間比較。

B. GaN 的成本優勢

Si MOSFET 的 Coss 在低電壓下是高度非線性的。GaN HEMT 的 Coss 值具有顯著降低的輸出電容 (Coss) 和 Coss 能量，從而導致更短的導通/關斷周期，如圖 5 所示。該特性允許實現更短的死區時間和更高的開關頻率操作。

C. LLC諧振轉換器中的GaN優勢

圖 6 繪制了基于 GaN 的半橋 LLC 轉換器的原理圖。

圖 6. 基于 GaN 的半橋 LLC 轉換器。

對于在低于諧振區域和諧振點工作的 LLC 諧振轉換器，初級側半橋開關 S1 和 S2 始終安全開啟，而不會產生開關損耗（零電壓開關）。電源開關產生的總損耗由三部分組成：1）驅動損耗（由 Qg 決定），2）傳導損耗（由 RDS(ON) 決定）和 3）關斷損耗（由 Coss 決定）。經分析，當應用于高頻軟開關頻率 LLC 轉換器時，GS55504B 與 Si MOSFET 相比具有上述所有三個優點。

LLC 轉換器的設計規范如表 2 所示，在兩級適配器應用中非常流行。設計了LLC槽，參數如表3所示。

表 2：設計規格

表 3：LLC 諧振槽參數

高功率密度 LLC 諧振轉換器的 3D PCB 結構解決方案

A. 3-D 結構概念

為了提高基于 GaN HEMT 的 LLC 原型的功率密度，還使用了“3-D PCB”概念，其中所有有源開關、功率二極管和 MCU 都組裝在 PCB 子卡上。

B. 實施

整個LLC系統設計由以下四部分組成：

PCB板1

具有兩個 GaN HEMT (GS66504B) 和自舉驅動電路 (32mm (L) × 19mm (W)) 的初級側半橋子卡。由于 GS66504B 是底部冷卻器件，一個 17mm × 17mm 方形散熱器連接到 PCB 底部以冷卻兩個 GaN HEMT。

圖 7. 初級側半橋子卡 PCB 布局（頂部）和圖片（底部）。

PCB板2

帶外圍電路的初級側數字控制器 (26mm (L) × 20mm (W))。該拓撲采用數字控制解決方案，將輸出電壓調節、OVP 和 OCP 功能集成到一個低成本 MCU（Microchip 的 DPIC33FJ06GS202A）中。

圖 8. 初級側數字控制器子卡 PCB 布局（頂部）和圖片（底部）。

PCB板3

副邊同步整流子卡（20mm（長）×17mm（寬））。所有組件都僅焊接在頂部。一個 20mm × 20mm 方形散熱器連接到 PCB 的底部，以冷卻四個同步整流器 MOSFET（2 × 2 并聯 MOSFET）。

圖 9. 次級側同步整流子卡 PCB 布局（左）和圖片（右）。

PCB板4

帶有輸入電容器、輸出濾波器和集成變壓器（69mm (L) × 34mm (W)）的主板如圖 10 所示。主板上為 PCB 板 #1、PCB 板 #2 和 PCB 板 # 提供了三個插槽3 插入。

圖 10. 設計的基于 GaN 的 LLC 諧振轉換器原型。

C. LLC 原型及其功率密度

完成的原型及其尺寸如圖 11 所示。所有散熱器都連接到子卡的底部，這對 PCB 板 #1 上的底部冷卻器件有效??，例如 GaN HEMT、GS66504B和次級側同步整流器 PCB 板 #3。

設計的高頻 LLC 轉換器在半載和滿載下工作的關鍵波形如圖 11 和圖 12 所示。

圖 11. 當 Vin=400V、Vout=19V、Io=5A Po=95W、Fs=623kHz（50% 負載）時，所提出的高功率密度 GaN HEMT LLC 轉換器的關鍵實驗波形。

測試了不同負載下的效率，如圖 13 所示，不包括輔助繞組的功率損耗。峰值效率在 95W（50% 負載）時達到 96.1%，而在 190W（100% 負載）時的效率為 95.6%。

圖 12. Vin=400V、Vo=19V、Io=1A (19W) 至 10A (190W) 時不同負載下的效率性能。

測試了不同負載下的效率，如圖 13 所示，不包括輔助繞組的功率損耗。峰值效率在 95W（50% 負載）時達到 96.1%，而在 190W（100% 負載）時的效率為 95.6%。

GaN HEMT 提供更高的開關頻率

GaN HEMT 具有卓越的品質因數（低 Qg、RDS(ON) 和 COSS），使諧振轉換器（例如分析的 LLC）能夠在超過 600kHz 的高開關頻率下運行。然后可以使用使用高頻磁性材料的較小磁芯來增加功率密度。此外，借助3-D PCB結構以及組合數字控制解決方案，原型展示了完整的400V DC-19VDC設計，功率密度為63W/inch3，其峰值效率達到了96.1%。
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