損耗的定義

損耗與效率為了更好地理解，我們來看一下效率的定義、以及效率與損耗之間的關(guān)系。效率是輸出功率與輸入功率之比。這是因為在將輸入功率轉(zhuǎn)換為所需的輸出時會產(chǎn)生損耗。所以，如果用比例來表達(dá)損耗的話，可以用幾個公式來表示，比如效率的倒數(shù)；功率值的話則是輸入功率減去輸出功率后的值等。

效率＝輸出功率÷輸入功率 ［%］損耗＝1－效率 ［%］損耗＝輸入功率―輸出功率［W］損耗＝輸出功率×（1 效率）÷效率 ［W］

損耗與結(jié)溫提起為什么需要對損耗進行評估和探討，這是因為損耗會轉(zhuǎn)換為發(fā)熱量。也就是說，重要的最大額定值—結(jié)點（Junction，芯片）溫度，在確認(rèn)是否在規(guī)定值內(nèi)，是否在可使用的條件內(nèi)時，發(fā)熱量是重要的探討事項。結(jié)溫Tj通過以下公式來表示。

Tj ［℃］＝Ta ［℃］＋（θj-a ［℃/W］×損失 ［W］）

在這里特意用括號將“θj-a ［℃/W］×損耗 ［W］”項括起來了，該項即表示“發(fā)熱量”。即“環(huán)境溫度Ta＋發(fā)熱量”為Tj。下面是封裝的熱阻及其定義。

熱阻θj-a因封裝和安裝PCB板條件而異。通常，在各IC的技術(shù)規(guī)格書中會給出標(biāo)準(zhǔn)值。

同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的損耗

發(fā)生部位

下面是同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的電路簡圖以及發(fā)生損耗的位置。關(guān)于發(fā)生位置，用紅色簡稱來表示。

PONH是高邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗，也稱為“導(dǎo)通損耗”。

PONL是低邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。

PSWH是MOSFET的開關(guān)損耗。

Pdead_time是死區(qū)時間損耗。當(dāng)高邊和低邊MOSFET同時導(dǎo)通時，VIN和GND處于接近短路的狀態(tài)，并流過稱為“直通電流”等的過電流。為了避免這種情況，幾乎所有的控制器IC在高邊和低邊的導(dǎo)通/關(guān)斷切換時，都會設(shè)有兩者都關(guān)斷的一點點時間，這就是“死區(qū)時間”。為了安全起見是需要死區(qū)時間的，但會成為損耗。

PIC是電源用IC（在這里為功率晶體管外置同步整流降壓轉(zhuǎn)換器用控制器IC）的電源電流。基本上是IC本身消耗的電流，是自身消耗電流。

PGATE是外置MOSFET的柵極電荷損耗。原則上MOSFET的柵極是不流過電流的，但需要用來驅(qū)動?xùn)艠O電容的電荷，這會成為損耗。需要同時考慮高邊和低邊。

PCOIL是輸出電感的DCR、直流電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。

將這些損耗全部加在一起就是同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的損耗。

損耗合計：

P＝PONH＋PONL＋PSWH＋Pdead_time＋PIC＋PGATE＋PCOIL

PONH：高邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗

PONL：低邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗

PSWH：開關(guān)損耗

Pdead_time：死區(qū)時間損耗

PIC：自身功率損耗

PGATE：柵極電荷損耗

PCOIL：電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗

同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗

輸出端MOSFET的傳導(dǎo)損耗

輸出端MOSFET的傳導(dǎo)損耗是高邊和低邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻（RDS（ON））帶來的，也稱為“導(dǎo)通損耗”。在這里使用以下符號來表示。

PONH：高邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。

PONL：低邊MOSFET導(dǎo)通時的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗。

導(dǎo)通電阻是表示MOSFET特性的重要參數(shù)之一，并且MOSFET一定存在導(dǎo)通電阻。因此顯而易見，具有電阻的導(dǎo)體中會有電流流過，而這部分會產(chǎn)生損耗。

下面來求MOSFET的傳導(dǎo)損耗。下面電路圖中的IONH（紅色）表示高邊MOSFET導(dǎo)通時的電流。IONL（藍(lán)色）為低邊MOSFET導(dǎo)通時的電流。波形圖中的LX是開關(guān)節(jié)點的電壓波形，IONH和IONL是伴隨著開關(guān)的各電流波形，IL是電感電流，這是一個標(biāo)準(zhǔn)型示例。

在同步整流中，高邊開關(guān)導(dǎo)通時低邊開關(guān)會關(guān)斷，低邊導(dǎo)通時高邊會關(guān)斷。開關(guān)節(jié)點波形的紅色部分表示流過IONH，藍(lán)色部分表示流過IONL。也就是說，這期間流過MOSFET的電流和MOSFET的導(dǎo)通電阻帶來的功率損耗成為各自的傳導(dǎo)損耗。以下為計算公式示例。

可以看出，結(jié)果是根據(jù)歐姆定律，I2、R乘以導(dǎo)通期間后的值。電流模型使用了平均電流Io。

順便提一下，在二極管整流（非同步整流）的情況下，同步整流的低邊MOSFET僅成為二極管，因此可以用同樣的思路來求損耗。二極管中沒有“導(dǎo)通電阻”這個參數(shù)，因此根據(jù)正向電壓Vf計算。在這里由于電壓（Vf）是已知的，因此可以通過V、I來計算。另外，當(dāng)開關(guān)為雙極晶體管時，也可以按照和二極管相同的思路根據(jù)VCE來計算。

在實際的計算中重要的是：導(dǎo)通電阻的值根據(jù)Io值中的導(dǎo)通電阻來計算。一般情況下在MOSFET的技術(shù)規(guī)格書中會給出導(dǎo)通電阻RDS（ON）和IDS的曲線圖，可以利用這些數(shù)據(jù)。二極管的Vf和雙極晶體管的VCE也同樣可以使用技術(shù)規(guī)格書中給出的數(shù)據(jù)。

同步整流降壓轉(zhuǎn)換器死區(qū)時間的損耗

死區(qū)時間損耗

死區(qū)時間損耗是指在死區(qū)時間中因低邊開關(guān)（MOSFET）體二極管的正向電壓和負(fù)載電流而產(chǎn)生的損耗。在這里使用Pdead_time這個符號來表示。

同步整流方式是高邊開關(guān)和低邊開關(guān)交替ON/OFF。理想的開關(guān)狀態(tài)是兩邊的開關(guān)不會同時ON或同時OFF。然而在實際運行過程中這種理想狀態(tài)是很難的，而且，為了安全運行還特意設(shè)置了兩邊開關(guān)同時OFF的期間。將這個期間稱為“死區(qū)時間”。這里提到“為了安全運行”是因為如果兩邊的開關(guān)同時ON的話，通常會有被稱為“直通電流”、“Shoot Through”、“Flow-through Current”等的電流通過高邊開關(guān)和低邊開關(guān)從VIN流向GND。很容易想象，這與VIN和GND短路的狀態(tài)幾乎相同，大電流流過，開關(guān)MOSFET可能損壞。為了避免這種情況，會在同步整流式DC/DC轉(zhuǎn)換器IC中配置一種控制電路，使兩邊的開關(guān)不同時導(dǎo)通（ON），即兩邊先關(guān)斷（OFF）之后相應(yīng)的開關(guān)導(dǎo)通。

下面再回到死區(qū)時間的話題。在死區(qū)時間內(nèi)，兩邊的開關(guān)是OFF的，所以無論從哪邊開關(guān)到輸出端應(yīng)該都不會有電流流過。然而，實際的開關(guān)是MOSFET，MOSFET中有被稱為“體二極管”的寄生二極管。下圖中連接在MOSFET漏源極之間的二極管就是體二極管。

兩邊的開關(guān)為OFF狀態(tài)時，低邊MOSFET的體二極管相對于負(fù)載電流是正向的，電流通過這個體二極管流向負(fù)載。該損耗＝Pdead_time可利用下列公式計算出來。

從公式中可以看出，無論哪項越小損耗都會越少。IC的死區(qū)時間控制是設(shè)置為確保安全、損耗最小的時間。

同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的控制IC功率損耗

控制IC的自身功率損耗

在該例中，使用同步整流式控制IC、即未內(nèi)置功率開關(guān)的控制器型IC作為電源用IC。控制電源電路用的IC也需要電源來運行，當(dāng)然也會消耗電力，而且，其功耗也會成為損耗的一部分。即上圖中的PIC。

在這里，我們來探討電源IC在純粹的控制工作中消耗的電力。這是因為控制IC含有用來開關(guān)外置MOSFET的柵極驅(qū)動器，通常，當(dāng)功率開關(guān)連續(xù)開關(guān)時，柵極驅(qū)動器的功耗占主導(dǎo)地位。因此，在電源始終供給相應(yīng)的負(fù)載電流的應(yīng)用中，控制IC自身的功耗通常不會造成什么問題。然而，在輕負(fù)載時的間歇工作和周期非常長的PFM工作中，IC自身的功耗占主導(dǎo)地位，對效率會產(chǎn)生巨大影響。所以，當(dāng)需要考慮輕負(fù)載時的效率時，就需要把握IC自身功耗帶來的損耗。

計算公式非常簡單。這是IC最簡單的功耗計算，但可能需要進行一些探討。

為了確保與其他部分之間的整合性，這里給出了開關(guān)的波形，不過有的IC的技術(shù)規(guī)格書中給出的測量條件，可能是停止開關(guān)的條件。

另外，由于IC引腳的關(guān)系，控制電路用的電源引腳和柵極驅(qū)動器用的電源引腳可以是分開的或復(fù)用的。GND也一樣。區(qū)分自身功耗和驅(qū)動器功耗有時并不容易。不管怎樣，都需要參考技術(shù)規(guī)格書中自身消耗電流相應(yīng)的項目條件進行測量。

同步整流降壓轉(zhuǎn)換器的柵極電荷損耗

功率開關(guān)MOSFET的柵極驅(qū)動相關(guān)的損耗，即下圖的高邊和低邊開關(guān)的“PGATE”所示部分。

柵極電荷損耗

柵極電荷損耗是由該例中外置MOSFET的Qg（柵極電荷總量）引起的損耗。當(dāng)MOSFET開關(guān)時，電源IC的柵極驅(qū)動器向MOSFET的寄生電容充電（向柵極注入電荷）而產(chǎn)生這種損耗（參見下圖）。這不僅是開關(guān)電源，也是將MOSFET用作功率開關(guān)的應(yīng)用中共同面臨的探討事項。

損耗是MOSFET的Qg乘以驅(qū)動器電壓和開關(guān)頻率的值。Qg請參考所使用的MOSFET的技術(shù)規(guī)格書。驅(qū)動器電壓或者實測，或者參考IC的技術(shù)規(guī)格書。

從該公式可以看出，只要Qg相同，則開關(guān)頻率越高損耗越大。從提供MOSFET所需的VGS的角度看，驅(qū)動器電壓不會因電路或IC而有太大差異。MOSFET的選型和開關(guān)頻率因電路設(shè)計而異，因此，是非常重要的探討事項。

為了確保與其他部分之間的一致性，這里給出了開關(guān)的波形，但沒有表示柵極電荷損耗之處。

電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗

輸出電感DCR相關(guān)的損耗，即下圖中淺藍(lán)色的“PCOIL”所示的部分。

電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗

電感的DCR（即直流電阻）是線圈的電阻。所以，只是因流過電感的電流和DCR而產(chǎn)生損耗。損耗發(fā)生的位置也只是電感本身。所流過的電流基本上是輸出電流Io。Io可根據(jù)電感電流IL求得。

無需贅述，需要根據(jù)歐姆定律計算。

電源IC的功率損耗計算示例

此前計算了損耗發(fā)生部分的損耗，本文將介紹匯總這些損耗并作為電源IC的損耗進行計算的例子。

電源IC的功率損耗計算示例（內(nèi)置MOSFET的同步整流型IC）

圖中給出了從“電源IC的損耗”這個角度考慮時相關(guān)的部分。本次以輸出段的MOSFET內(nèi)置型IC為例進行說明。相關(guān)內(nèi)容見圖中藍(lán)色所示部分。電感除外（因為電感是外置的）。如果計算此前的說明中使用的控制器型IC的損耗的話，是不包括MOSFET和電感損耗的。

要計算損耗時，需要有單獨計算時公式各項相應(yīng)的值。原則上使用技術(shù)規(guī)格書中給出的值。

一般情況下，技術(shù)規(guī)格書的標(biāo)準(zhǔn)值（即IC參數(shù)的值）中，包括最小值、典型值、最大值。有些參數(shù)只有最小值或最大值，或只有典型值，并非所有的參數(shù)都具備這三種值。

關(guān)于應(yīng)該使用這些值的哪個值，可能會有不同的看法，但我認(rèn)為應(yīng)該考慮到值的變化/波動，計算最差條件下的損耗。

此次將使用上圖給出的值。這些均是以最差條件為前提的值。計算步驟是先按照每種損耗的公式計算各自的損耗，然后再將損耗結(jié)果相加。

① 高邊MOSFET的傳導(dǎo)損耗

② 低邊MOSFET的傳導(dǎo)損耗

③ 高邊MOSFET的開關(guān)損耗

④ 死區(qū)時間損耗

⑤ IC控制電路的功率損耗

⑥ 柵極電荷損耗

電源IC的功率損耗總和：

在本示例中，電源IC的功率損耗約為1W。只要用于計算的數(shù)據(jù)完整，功率損耗計算并不難。

損耗的簡單計算方法

在很多情況下，電源IC的技術(shù)規(guī)格書中給出的是在標(biāo)準(zhǔn)的應(yīng)用電路中測試得到的效率曲線圖（效率 vs 輸出電流）。如果所使用的電路條件與規(guī)格書中的效率曲線的條件相同或近似，則在自己設(shè)計的電路中也可能得到基本相同的效率曲線。利用這個效率曲線，可以簡單計算損耗。這里也以內(nèi)置MOSFET的同步整流降壓轉(zhuǎn)換器為例進行計算。

首先，請看根據(jù)效率計算損耗的公式，這同時也是為了整理效率和損耗的關(guān)系。

輸入功率 ［W］＝輸出功率［W］＋損耗［W］效率（×100，以“%”表示）＝輸出功率［W］÷輸入功率［W］損耗 ［W］＝輸出功率［W］×（1－效率）÷效率

接下來，根據(jù)下面的條件，使用效率曲線進行計算。

使用條件：Vin＝24V，Vout＝5V，Iout＝1.5A

從曲線圖中可以看出效率為：84%（藍(lán)色圓圈）

損耗 ［W］＝輸出功率［W］×（1－效率）÷效率 ＝（5V×1.5A）×（1－0.84）÷0.84＝1.43W

這里計算出的損耗是電路的損耗（效率也一樣），因此，需要減去外置輸出電感的DCR帶來的傳導(dǎo)損耗（PCOIL）。

如上所述，可以根據(jù)效率曲線大致算出損耗。前面提到要減去外置電感的損耗，但更準(zhǔn)確一點講，估算值中包含其他外置部件和PCB的薄膜布線等的損耗。然而，由于電源IC本身的損耗比這個值小（通常只是很小的值），因此用于估算值的量并沒有什么問題。

功率晶體管為外置的情況下，可以用相同的思路估算，但一般需要另行求出功率晶體管的損耗，因此所花的時間也可能與單獨計算差不多。

最后，計算值的小數(shù)原則上要向上舍入，而非向下舍入。至于使用到小數(shù)點后幾位數(shù)，可根據(jù)整體的功率來判斷有效（有影響）的位數(shù)。這是為了將誤差控制在安全范圍，需要注意的是損耗和發(fā)熱等負(fù)面因素。當(dāng)然，在進行可否判斷時需要考慮到余量而非界限值。

封裝選型時的熱計算示例1

從本部分開始，將介紹根據(jù)求得的損耗進行熱計算，并判斷在實際使用條件下是否在最大額定值范圍內(nèi)及其對應(yīng)方法等。原本之所以求損耗（效率），是為了確認(rèn)最終IC芯片和晶體管芯片的結(jié)溫Tj未超出最大額定值，并確認(rèn)電源電路在要求條件下準(zhǔn)確且安全地工作。

使用在“電源IC的功率損耗計算示例”中計算得到的結(jié)果。為方便起見，下面給出計算損耗時的條件和損耗的計算結(jié)果。

電源IC的功率損耗總和：

如右表所示，輸出電流IO為2A。工作環(huán)境溫度Ta為最高85℃。在這樣的條件下，電源IC的封裝考慮采用HTSOP-8封裝。HTSOP-8是標(biāo)準(zhǔn)的表面貼裝型SO封裝，是背面露出金屬板的封裝類型。

熱計算說到底是求IC芯片的結(jié)溫Tj。在IC的技術(shù)規(guī)格書中，多會提供容許損耗曲線圖，容許損耗最終也會歸結(jié)到Tj。下面是Tj的計算公式。不難看出這個公式并非特殊的公式，而是普遍的用來表示Tj的公式。

Tj＝Ta＋θja×P

Ta：環(huán)境（周圍）溫度 ℃

θja：接合部－環(huán)境間熱阻 ℃/W

P：消耗（損耗）功率 W

熱阻值是計算所需的信息。多數(shù)情況下會在IC的技術(shù)規(guī)格書的條件中有提供。下表是從技術(shù)規(guī)格書中摘錄的。此外，這里還提供了這些條件下的容許損耗曲線圖。

從所提供的內(nèi)容可以看出，熱阻θja因安裝PCB板的層數(shù)而異。本文中的假設(shè)前提為1層PCB，因此使用“條件①”來計算。

Tj＝Ta＋θja×P?85℃＋189.4℃/W×1.008W＝275.9℃

Tjmax為150℃，因此從計算結(jié)果看嚴(yán)重不符合。先在公式中試著代入數(shù)值進行了計算，在列舉條件過程中就可以看出其結(jié)果。在容許損耗曲線圖中，一個損耗1.008W的線已經(jīng)超出了①條件下的容許范圍。另外，Ta＝85℃的線與①的交點，表示①的條件下的容許功率，可以一目了然地看出，1.008W已經(jīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過這個范圍。進一步講，當(dāng)知道θja為189.4℃/W時，損耗1.008W的話僅發(fā)熱量就能超過Tjmax的150℃限值，這種條件下是無法實際使用的，這在計算前就已經(jīng)看出來了。

不過，通過該計算可以明白“將什么、做到怎樣的程度、如何做比較好”，因此還是有必要計算的。

封裝選型時的熱計算示例2

“封裝選型時的熱計算示例1”的結(jié)果，實際上無需探討也知道275.9℃相對于Tjmax＝150℃來說是嚴(yán)重不合格的。

本次將基于上次的結(jié)果，在上述另一個PCB板條件②下進行計算。

PCB板②：4層PCB（2、3層銅箔，背面銅箔74.2mm×74.2mm）

條件②：θja＝40.3℃/W

Tj＝Ta＋θja×P?85℃＋40.3℃/W×1.008W＝125.6℃→Tjmax＝150℃以下，結(jié)果OK

在條件②下，得益于4層PCB的散熱效果，熱阻從189.4℃/W降至40.3℃/W，降低了近4/5，因此，即使是Ta＝85℃的條件，相對于Tjmax來說也具有約24℃的余量。這也可以從上述容許損耗曲線圖中來確認(rèn)，圖中紅色虛線所示的1.008W的線和Ta=85℃線的交點，位于條件②的容許損耗曲線內(nèi)側(cè)。

這證明希望使用的封裝HTSOP-8是可以使用的，但需要采用4層的PCB。

雖然這兩次的示例有點極端，但通過這樣的計算和經(jīng)驗積累，很快就會鎖定所需的大致條件。但是，要想拿出具體結(jié)論，計算損耗功率并進行熱計算當(dāng)然是不容忽視的步驟。

損耗因素

上文介紹過在電源電路的很多部位都會產(chǎn)生損耗，整體損耗的構(gòu)成部分–特定部位的損耗在某些工作條件下會增加。所以需要先認(rèn)識到工作條件是造成損耗增加的因素之一。下面匯總了與條件相關(guān)的造成損耗的因素，同時還給出了損耗的計算公式，這樣可以更明確地理解其關(guān)聯(lián)性。

隨著負(fù)載電流 的增加而增加的損耗因素：

高邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻 帶來的傳導(dǎo)損耗

低邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻 帶來的傳導(dǎo)損耗

電感（線圈）的DCR 帶來的導(dǎo)通損耗

隨著頻率 的提高而增加的損耗因素：

柵極電荷損耗

受負(fù)載電流 和頻率兩者影響的損耗因素：

開關(guān)損耗

Dead Time損耗

這些是和電源電路的規(guī)格變更和條件變動有關(guān)的因素。只要理解了這些關(guān)系，就可以明白探討規(guī)格和條件變更時的注意要點。

通過提高開關(guān)頻率來實現(xiàn)小型化時的注意事項

在開關(guān)方式的DC/DC轉(zhuǎn)換器電路中，如果提高開關(guān)頻率，就可以降低外置電感和電容器的值，也就是說，就可以使用更小形狀、更小封裝的電感和電容器，使電路所需的安裝面積變小，從而可實現(xiàn)設(shè)備的小型化。這是在小型便攜設(shè)備中常用的方法。

上文中介紹過，受開關(guān)頻率 fSW 影響的損耗因素主要有三項：①柵極電荷損耗、②開關(guān)損耗、③死區(qū)時間損耗。

針對這些因素，下面來計算一下當(dāng)開關(guān)頻率提高時，實際會增加多少損耗。條件使用“電源IC的功率損耗計算示例”中使用過的右側(cè)條件。將開關(guān)頻率從0.1MHz提高到2MHz。

下面是各計算公式和實際的計算值。柵極電荷損耗為H和L之和。

＜隨著頻率 的提高而增加的損耗因素＞

①柵極電荷損耗

②開關(guān)損耗

③死區(qū)時間損耗

從計算公式可以看出，由于開關(guān)頻率 fSW 從0.1MHz提高到2MHz（20倍），幾種功率損耗也直接提高了20倍。然而，從整體功率損耗中每個值的比例來看，②開關(guān)損耗和③死區(qū)時間損耗占主導(dǎo)地位。下圖是相對于開關(guān)頻率的每種損耗數(shù)據(jù)。

如果用具體的數(shù)值來表示整體損耗，那就是：開關(guān)頻率0.1MHz時損耗為0.632W，開關(guān)頻率1MHz時損耗為1.208W，開關(guān)頻率2MHz時損耗為1.848W，很明顯隨著開關(guān)頻率的提高，損耗也在增加。

再計算一下效率：輸出功率為10W（5V/2A），輸入功率為輸出功率＋損耗功率，因此在0.1MHz時效率為94.1%，1MHz時效率約為89.2%，2MHz時效率為84.4%，在實際上可能發(fā)生的從1MHz到2MHz的變化過程中，效率下降達(dá)4.8%。

考慮因素及對策

提高開關(guān)頻率可使用更小型的外置電感和電容器，從而可進一步實現(xiàn)電源及應(yīng)用的小型化。然而，提高開關(guān)頻率后，開關(guān)損耗和死區(qū)時間損耗隨之增加，效率隨之下降。也就是說，提高開關(guān)頻率所帶來的小型化和損耗增加（效率下降）之間，存在著此起彼消的矛盾關(guān)系。

作為其對策方案是基于應(yīng)用的要求，在可接受的損耗（效率）和尺寸范圍進行平衡來設(shè)置開關(guān)頻率。如果是尺寸為第一優(yōu)先要素，則采用最快的開關(guān)頻率；如果是效率為第一優(yōu)先要素，則選擇最慢的開關(guān)頻率。不過很多情況下是綜合衡量尺寸和效率，取折中方案。

高輸入電壓應(yīng)用時的注意事項

對于DC/DC轉(zhuǎn)換器的輸入電源來說，通常工業(yè)設(shè)備的12V總線等幾乎是恒定電壓，而汽車的電池電壓等雖然標(biāo)稱12V，但需要考慮到瞬態(tài)波動等因素，設(shè)想相當(dāng)寬范圍的電壓進行設(shè)計。

本文將在此前提到的條件（輸入電壓12V，最高達(dá)60V）下來探討效率。

在“損耗因素”一文的公式中提到，輸入電壓的升高能夠?qū)π试斐捎绊懙氖恰伴_關(guān)損耗”。

＜隨著輸入電壓 VIN 的升高而增加的損耗因素＞

開關(guān)損耗：

從公式可以看出，開關(guān)損耗隨VIN的升高而增加，由于是乘法算式，因此將會造成很大的影響。

下面來實際計算一下當(dāng)VIN為12V和60V時的損耗。

PSWH（12VIN）＝0.5×12V×2A×（20 nsec＋20 nsec）×1MHz＝0.48W

PSWH（60VIN）＝0.5×60V×2A×（20 nsec＋20 nsec）×1MHz＝2.4W

VIN升高了5倍，所以計算后開關(guān)損耗也增加了5倍。下圖為相對于輸入電壓的整體損耗變化示意圖。基本上開關(guān)損耗是主要增加的損耗。

考慮因素及對策

要將輸入電壓范圍擴展為12V～60V，需要對當(dāng)初選擇用于12VIN的MOSFET重新評估包括額定電壓（耐壓）在內(nèi)的幾項規(guī)格。以下匯總了重新評估要點和注意事項。

在使用開關(guān)晶體管（MOSFET）外置的控制器IC的案例中，重新評估MOSFET的額定電壓（VD）。

開關(guān)損耗會增加，因此MOSFET的容許損耗也需要重新評估。

隨著MOSFET的變更，探討采用tr和tf更快且導(dǎo)通電阻和Qg低的產(chǎn)品。

電源規(guī)格中，如果能夠降低開關(guān)頻率就將其降低。如果將fSW減半（降至500kHz），則損耗也會減半。

如果是開關(guān)晶體管內(nèi)置型的IC，則需要對IC本身進行評估。

至此僅考慮了損耗方面的因素，其實在涉及更高輸入電壓時，還有一項考慮因素。雖然并非本文的主題內(nèi)容，但在現(xiàn)實中是非常重要的，因此在這里提一下。

應(yīng)該是將最大60VIN降壓至5VOUT，但降壓比受電源IC的控制參數(shù)之一的最小導(dǎo)通時間的限制，故必須對降壓比和最小導(dǎo)通時間進行探討。由于降壓比是60：5，按開關(guān)頻率1MHz進行簡單計算的話，需要能夠控制周期1μs的1/12、即83.3ns的導(dǎo)通時間的電源IC。然而，現(xiàn)實中最小導(dǎo)通時間83.3ns以下的電源IC并不多。在ROHM的產(chǎn)品中，DB9V100MUFF這款電源IC可以滿足該條件，但在多數(shù)情況下，很多產(chǎn)品因無法滿足最小導(dǎo)通時間要求而被迫降低開關(guān)頻率。如果降低開關(guān)頻率，則不僅需要重新確認(rèn)損耗，其他相關(guān)的所有元器件常數(shù)等都需要重新確認(rèn)。但在車載設(shè)備中，基本上都要求2MHz以上的開關(guān)頻率，因此無法通過降低開關(guān)頻率來解決該問題。

綜上所述，在探討高電壓應(yīng)用時，需要考慮到降壓比和損耗增加這兩方面的因素。

高輸入電流應(yīng)用時的注意事項1

在此前使用的條件中，設(shè)想輸出電流的范圍為1A～5A。

隨著輸出電流增加而增加的損耗有低邊／高邊MOSFET的導(dǎo)通電阻損耗、開關(guān)損耗、死區(qū)時間損耗以及電感的DCR損耗。

下面是“損耗因素”中列出的各損耗公式。

＜隨著輸出電流 的增加而增加的損耗因素＞

?高邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻 帶來的傳導(dǎo)損耗??

?低邊側(cè)的MOSFET導(dǎo)通電阻 帶來的傳導(dǎo)損耗???開關(guān)損耗???死區(qū)時間損耗???電感（線圈）的DCR 帶來的導(dǎo)通損耗??

從公式中可以看出，MOSFET的導(dǎo)通電阻和電感的DCR損耗尤為增加。由于Io為二次方，因此1A時為1，但5A時變?yōu)?5，與其他損耗相比，其系數(shù)變?yōu)?倍。下面是當(dāng)Io從1A變?yōu)?A時的各損耗示意圖。

考慮因素及對策

MOSFET的導(dǎo)通電阻帶來的傳導(dǎo)損耗是損耗增加的主要因素，因此在開關(guān)MOSFET外置的控制器IC配置的情況下，應(yīng)選擇導(dǎo)通電阻低的MOSFET。如果是MOSFET內(nèi)置型IC，則基于同樣的觀點，應(yīng)選擇內(nèi)置MOSFET的導(dǎo)通電阻小的IC，但由于沒有單獨選擇MOSFET的選項，因此需要對比整體的損耗進行選擇。

電感的DCR損耗也很大，因此需要選擇DCR小的電感。在IC組成的電源電路中，一般情況下電感為外置，因此與MOSFET外置型和內(nèi)置型的思路相同。

關(guān)于開關(guān)損耗，選擇tRISE和tFALL較快、即MOSFET的開關(guān)速度快的產(chǎn)品可抑制開關(guān)損耗。基本上需要選擇Qg低的MOSFET。另外，控制器IC的柵極驅(qū)動能力高也可有效抑制損耗，但本次使用IC本身的條件。有的MOSFET內(nèi)置型IC是以高速開關(guān)為特點的。

此次的條件設(shè)置中，是以不改變開關(guān)頻率為前提的，不過也有通過降低開關(guān)頻率來降低損耗的手法。但是，這與電感的大小之間存在矛盾平衡關(guān)系。

死區(qū)時間損耗是死區(qū)時間中因低邊MOSFET的體二極管的正向電壓VF和Io而產(chǎn)生的損耗，因此理論上應(yīng)該使用縮短死區(qū)時間、體二極管的VF小的MOSFET。然而，在大多數(shù)情況下，死區(qū)時間是按控制器IC優(yōu)化的值設(shè)置的，是無法調(diào)整的，而且根據(jù)死區(qū)時間來選擇控制IC的做法也不太現(xiàn)實。此外，對于MOSFET也是一樣，尋找體二極管的VF小的產(chǎn)品也并不現(xiàn)實。如果無法容忍死區(qū)時間損耗，可以通過在低邊MOSFET的漏極－源極間增加VF小的二極管（如肖特基二極管）來降低VF。另外，雖然這種方法與本次的條件不符，但還可以通過降低開關(guān)頻率的方法來處理。

最終需要使用導(dǎo)通電阻低的MOSFET，提高開關(guān)速度，并選用DCR低的電感。但是，關(guān)于MOSFET的選型還有一些需要探討的事項，相關(guān)內(nèi)容將在“其2”中進行說明。

高輸入電流應(yīng)用時的注意事項2

如上文中所介紹的，要想提高輸出電流，需要使用導(dǎo)通電阻小的MOSFET。然而，高耐壓且低導(dǎo)通電阻的MOSFET通常會具有較大的柵極電容，并且往往具有較高的Qg，因此，需要注意柵極電荷損耗。

下面將在此前使用的條件下，在柵極電荷Qg具有從1nC到50nC的范圍條件下，來探討損耗。

?柵極電荷損耗

下圖表示Qg和損耗之間的關(guān)系。當(dāng)Qg增加時，柵極電荷損耗也會隨之增加。

對策

作為應(yīng)對這種損耗增加問題的對策，可探討使用輸出電流增加時所需的低導(dǎo)通電阻的MOSFET，且Qg低的MOSFET。實際上存在導(dǎo)通電阻低且Qg足夠低的MOSFET，這是可以避免的問題。

需要注意的是，Qg低的MOSFET可能會具有急劇的開關(guān)上升/下降，這可能會導(dǎo)致開關(guān)噪聲變大。雖然這種對策具有提高開關(guān)速度、降低開關(guān)損耗的優(yōu)點，但需要充分評估EMI問題，也需要考慮PCB設(shè)計。

小結(jié)：在探討輸出電流大的應(yīng)用時，需要使用導(dǎo)通電阻低的MOSFET，提高開關(guān)速度，并選擇DCR低的電感。關(guān)于MOSFET，需要選擇導(dǎo)通電阻低、Qg低的產(chǎn)品。在這種情況下，開關(guān)速度往往會提高，因此需要確認(rèn)開關(guān)噪聲是否有增加。

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