簡介

本系列文章的第 1 部分至第 5 部分中，介紹了抑制傳導和輻射電磁干擾 (EMI) 的實用指南和示例，尤其是針對采用單片集成功率 MOSFET 的 DC/DC 轉換器解決方案進行了詳細介紹。在此基礎上，本文繼續探討使用控制器驅動分立式高、低側功率 MOSFET 對的 DC/DC 穩壓器電路適用的 EMI 的抑制技術。使用控制器（例如圖 1 所示同步降壓穩壓器電路中的控制器）的實現方案具有諸多優點，包括能夠增強電流性能，改善散熱性能，以及提高設計選擇、元器件選型和所實現功能的靈活性。

圖 1：驅動功率 MOSFET Q1 和 Q2 的同步降壓控制器的原理圖

然而，從 EMI 角度來看，采用分立式 FET 的控制器解決方案與采用集成 FET 的轉換器相比，更具挑戰性。主要有兩方面的考量因素。首先，在緊湊性方面，采用 MOSFET 和控制器的功率級的印刷電路板 (PCB) 布局比不上采用優化引腳布局和內部柵極驅動器的功率轉換器集成電路 (IC) 。其次，對于死區時間管理，在 MOSFET 開關時間在額定范圍的轉換器中通常更精確。因此，體二極管導通時間更短，從而能夠改善開關性能并降低與反向恢復相關的噪聲。

本文提供與采用 MOSFET 和控制器及半橋設計的多層 PCB 相關指南，以實現出色的 EMI 性能。當務之急是謹慎選擇功率級元器件和適合的 PCB 布局，最大程度地減小關鍵回路寄生電感。布局示例表明，可以在不犧牲效率或熱性能指標的情況下減少傳導電磁輻射。

迎接EMI相關挑戰

產生 EMI 的三個基本要素包括：電噪聲源、耦合路徑及受擾接收器。應對其中一個或所有基本要素，可以實現干擾抑制，從而實現合電磁兼容性 (EMC)。在實踐中，可以采用多種技術中斷耦合路徑和/或強化可能的受擾電路，例如插入 EMI 濾波器來抑制傳導干擾，借助屏蔽來降低輻射干擾等。

對于與降壓穩壓器的不連續輸入電流（或升壓穩壓器的不連續輸出電流）相關的低頻 EMI 頻譜幅值，采用傳統的濾波器級進行處理相對容易。然而，與開關換向期間電壓和電流的尖銳邊緣相關的高 dv/dt 以及 di/dt 會產生諧波分量，從而導致出現更大的問題。高電流柵極驅動器（在電壓低于 100V 時，通常集成在控制器中）可以以極高的速度開關功率 MOSFET。傳統硅 FET 的轉換率通常大于 10V/ns和 1A/ns，基于氮化鎵 (GaN) 的器件轉換率可能更高。我對本文第 2 部分中梯形開關波形的時域特性與其頻譜成分之間的關系進行了研究，闡述了波形的最陡斜率決定高頻頻譜的漸近包絡，因此，采用降低 dv/dt 和 di/dt 的方法有助于降低產生 EMI 的可能性。

除了電壓和電流的尖銳邊沿之外，與開關波形相關的過沖/下沖及隨后產生的振鈴也非常棘手。圖 2 顯示了硬開關同步降壓穩壓器的開關節點電壓波形。開關節點電壓振鈴頻率范圍為 50MHz 至 250MHz，具體取決于寄生功率回路電感的諧振 (LLOOP)及 MOSFET 輸出電容 (COSS)。此類高頻分量可以通過近場耦合傳播到輸出總線、周邊元器件或輸入電源線，并且難以通過傳統濾波衰減。同步 MOSFET 體二極管反向恢復存在類似的負面作用，當二極管恢復電流流入寄生回路電感時，振鈴電壓升高。

圖 2：同步降壓穩壓器在 MOSFET 導通和關斷轉換期間的開關節點電壓波形和等效電路

圖 3 的原理圖標出了降壓調節器電路 [6] 的關鍵高頻功率回路，代表了具有高轉換率電流的電路元件。可以對升壓、反相降壓-升壓、單端初級側電感轉換器 (SEPIC) 和其他拓撲進行類似檢查。最大限度縮減功率回路的面積至關重要，原因是該參數與寄生電感和相關 H 場傳播成正比。主要設計目標是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。由此，降低存儲的無功能量總值，減少開關節點電壓峰值過沖和振鈴。此外，達到臨界阻尼因子的等效電阻實際上更低，因此任何振鈴都會更早衰減 - 在高頻時的趨膚效應增大回路的寄生電阻時更是如此。

圖 3 中，還顯示了導通和關斷期間高側和低側 MOSFET 的柵極驅動器回路。務必遵從功率級布局期間的特殊注意事項（下文討論），確保功率回路、柵極回路和共源寄生電感都盡可能低。

實現低EMI的PCB布局設計

以下步驟總結了 DC/DC 穩壓器中元器件位置和 PCB 布局的基本準則，以幫助盡可能降低噪聲和 EMI 信號。其中一些步驟類似于第 5 部分中針對采用集成 MOSFET 的基于轉換器的設計所介紹的步驟。在后續部分，我將提供 PCB 布局案例研究，探討如何優化降壓穩壓器 EMI 特性。

布線及元器件排布

將所有功率級元器件排布在 PCB 頂部。

— 避免將開關節點覆銅和電感放在底部，以免對 EMI 測試裝置的基準平面產生輻射。

將 VCC 或 BIAS 的旁路電容放置于靠近各自引腳的位置。

— 在將 AGND 引腳與 GND 相連之前，首先電路中連入 CVCC 和 CBIAS 電容。

將臨近的自舉電容與控制器的 BOOT 和 SW 引腳相連接。

— 利用鄰近的接地覆銅屏蔽 CBST 電容和開關節點，降低共模噪聲。

GND平面設計

將 PCB 分層板中的第 2 層接地平面盡可能放在靠近頂層功率級元器件的位置，以消除 H 場、降低寄生電感及屏蔽噪聲。

使用位于頂層與第二層接地平面之間的低 z 軸間距獲得最佳映像平面效果。

— 在 PCB 分層規范中將層間距指定為 6 mil。

輸入和輸出電容

放置降壓穩壓器的 CIN，盡量減小將 CIN 連接到功率 MOSFET 所形成的回路面積。對于升壓穩壓器和 SEPIC 穩壓器的 COUT，同樣建議如此操作。

— 功率回路分類為橫向或縱向，具體取決于電容相對于 MOSFET 的放置位置。

CIN 和 COUT 的接地返回路徑應由集中放置的頂層平面組成。

— 使用多個外部或內部 GND 平面連接 DC 電流路徑。

使用外殼尺寸為 0402 或 0603 的低等效串聯電感 (ESL) 陶瓷電容，并放在 MOSFET 附近，以最大限度地減小功率回路寄生電感。

電感和開關節點布局

將電感放置在靠近 MOSFET 的位置。

— 盡量減小開關節點覆銅多邊形面積，從而盡量避免電容耦合及減小共模電流。覆銅區應僅覆蓋電感焊盤并僅占用連接 MOSFET 端子所需的最小面積。

使用鄰近的接地保護并通過屏蔽限制開關節點噪聲。

檢查電感點位置，確保與開關節點相連的繞組末端位于繞組幾何結構內部的底部，由連接到 VOUT（降壓穩壓器）或 VIN（升壓穩壓器）的繞組的外層繞線提供屏蔽。

選擇在封裝下方設有端子的電感。

— 避免使用可能產生天線輻射效應的大型側壁式端子。

盡可能使用電場屏蔽電感。將屏蔽端子與 PCB 接地平面相連。

柵極驅動器布線

將控制器放置在盡可能靠近功率 MOSFET 的位置。

— 連接 HO 和 SW 的柵極驅動器時，應分別采用最小的布線長度和最小的回路面積，直接連接到高側 MOSFET 柵極和源極端子。

— 將 LO 的柵極驅動器直接連接到接地平面上方的低側 MOSFET 柵極，并盡量減小介電間距。

— 對柵極驅動器進行正交布線，盡量減少功率回路與柵極回路之間的耦合。

EMI管理

連接 EMI 濾波器元器件時，應避免由電感和開關節點輻射產生的電場形成耦合。

— 如果 EMI 濾波器與功率級的分隔距離不足，可將 EMI 濾波器放在電路板上轉換器的對側。

在 EMI 濾波器下方的所有層上開口，以防寄生耦合路徑影響濾波器的衰減特性。

根據需要，可添加一個與 CBOOT 串聯的電阻（最好小于 10Ω），限制 MOSFET 導通速度，從而降低開關節點電壓轉換率，減少過沖和振鈴。

— 自舉電阻會改變驅動電流瞬變率，從而降低 MOSFET 導通期間的開關節點電壓和電流轉換率。

— 為提高靈活性，可以考慮使用具有柵極驅動器專用源極引腳和漏極引腳的控制器。

任何所需的開關節點緩沖電路都應根據每次開關轉換時的瞬態電流峰值，占用最小的回路面積。

— 將封裝尺寸最小的元器件連接到 SW（通常是電容），盡量降低其天線效應。

使用具有內部接地平面的多層 PCB，與雙層設計相比，其性能得到顯著提升。

— 避免阻斷 MOSFET 附近的高頻電流路徑。

考慮采用金屬外殼屏蔽優化輻射 EMI 性能。

— 屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。

DC/DC同步降壓控制器案例研究

圖 4 顯示用于汽車應用或噪聲敏感型工業應用的同步降壓轉換器電路 [6] 的原理圖。其中融合了有助于改善 EMI 性能的多項特性，包括恒定開關頻率操作、外部時鐘同步以及通過高側 MOSFET 受控導通實現的開關節點整形（轉換率控制）。為了幫助實現最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網絡（FB、COMP、ILIM）和高 dv/dt 電路節點（SW、BST、HO、LO、SYNC）突出顯示。高 di/dt 回路類似于圖 3 中標示的回路。

圖 4：DC/DC 降壓穩壓器原理圖，其中標示出 PCB 布局的重要節點和走線

圖 5 顯示了功率 MOSFET 及輸入電容的兩種橫向回路布局。功率級位于 PCB 頂層，控制器放置于底部。橫向回路設計在頂層存在循環電流（圖 5 中用白框表示），該電流在第二層接地平面上感應出映像電流，以抵消磁通，從而降低寄生回路電感。

更具體來說，修改圖 5b 中的布局，使高側 FET (Q1) 旋轉 90 度。這樣可以改善 Q1 的散熱效果，從而更好地進行熱管理，并可以在 MOSFET 附近方便地放置外殼尺寸為 0603 的低 ESL 電容 (Cin1)，以實現高頻去耦。考慮到功率級元器件的 U 型布局方向，較短返回連接的輸出電容將放置在低側 MOSFET。

圖 5：兩種傳統的橫向回路布局設計

改進后的PCB布局設計

圖 6 所示為改進后的布局，其優勢是可減小功率回路面積，使多層結構達到高效率。該設計將 PCB 的第 2 層用作功率回路返回路徑。該返回路徑位于頂層的緊下方，形成小尺寸物理回路。垂直回路中的反向電流可使磁場自行消除，從而進一步減小寄生電感。圖 6 中的側視圖展示了在多層 PCB 結構中形成小尺寸自行消除回路的概念。

將四個 0603 輸入電容放置在盡可能接近高側 MOSFET 的位置（位于圖 6 中大容量輸入去耦電容 CIN1 與 CIN2 之間），這四個電容具有較小的 0402 或 0603 外殼尺寸及較低的 ESL。這些電容的返回連接通過多個 12 mil 的過孔連接到第 2 層接地平面。第 2 層接地平面在 MOSFET 的緊下方提供了至低側 MOSFET 源極端子的電流返回路徑。

圖 6：采用垂直功率回路設計的功率級和控制器的布局

此外，開關節點覆銅多邊形區域只包含電感焊盤以及連接 MOSFET 所需的最小面積。接地平面覆銅區可屏蔽將 MOSFET 連接到電感端子的多邊形覆銅區。SW 和 BST 的單層布局意味著 PCB 的底側不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準接地平面耦合。最后，在電感兩側各使用一個陶瓷輸出電容 COUT1 和 COUT2，優化輸出電流回路。在輸出端引出兩個并聯的返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應。

圖 7a 所示為，圖 4 中的穩壓器采用圖 6 中的優化布局時，使用寬帶探頭測得的開關節點電壓波形。振鈴不明顯，只存在低幅度過沖和下沖，表示 50MHz 以上時 EMI 性能良好。為進行對比，圖 7b 顯示了采用圖 5b 所示橫向回路布局的類似測量結果。優化布局的峰值過沖降低約 8V。

圖 7：VIN = 48V，IOUT = 8A 時的開關節點電壓波形，(a) 為優化布局，(b) 為橫向回路布局

圖 8 所示為圖 6 中的轉換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導發射。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。結果符合國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 5 類要求。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。

圖 8：CISPR 25 傳導發射測量結果，(a) 頻率范圍為 150kHz 至 30MHz，(b) 頻率范圍為 30MHz 至 108MHz

總結

功率半導體器件的開關瞬變是傳導 EMI 和輻射 EMI 的主要來源。本文重點介紹在使用控制器和外部 MOSFET 的 DC/DC 穩壓器電路中，有助于降低 EMI 的 PCB 布局。關于布局的主要建議包括，盡量減小布局中的電流“熱回路”面積，避免阻斷電流路徑，采用具有內部接地平面的多層 PCB 結構實現屏蔽（性能遠超雙層 PCB），以差分對形式敷設短而直接的柵極驅動器走線，以及通過盡量減小開關節點覆銅區域面積來降低電場輻射耦合。

優化后的 PCB 布局有助于改善穩壓器的 EMI 信號（與降低 EMI 的其他常用“修復”手段不同，不會犧牲效率或熱性能）。盡管本文圍繞 EMI 敏感的同步降壓功率級進行論述，但只要能確定關鍵回路并實施文中建議采用的布局方法，通常可以將這些概念推廣至任何 DC/DC 穩壓器。

審核編輯：何安