這一切都要從FAN7688控制IC開始說起，我自從了解到這種“諧振電流積分”的控制方法后，我就一直在考慮如何在數字控制系統中實現LLC的電流型控制。電流型控制的好處不必多說，就一個音頻抗擾度就比電壓模式LLC好了很多。特別是我們做車載OBC的應用，對輸出電流的紋波更是特別看中。如果，我這里說如果我把電流型控制方法實施在數字控制環境中，這就是一個非常好的應用技術突破。

先讓我們來看看傳統VMC（voltage mode control ）是怎樣實現，下圖是典型的VMC的模擬實現，下文中部分圖片和文字來源于這篇文獻：《Unitrode Design Note ： Switching Power Supply Topology Voltage Modevs. Current Mode by： Robert Mammano 1994/10》

在VMC PWM變換中有這么幾個鮮明的優點：單電壓環工作閉環控制易于設計，PWM載波的幅度較高控制電路穩定性好，輸出阻抗低易于優化多電源的交叉調整。但是也存在這么幾個不好的地方：首先反饋必須要在輸入或輸出負載變化后反饋才能響應，明顯控制存在時間滯后，導致響應差。輸出側的LC濾波器的轉折頻率和相位變化帶來了不穩定的影響，環路增益隨著輸入電壓范圍變動，導致補償較難設計。

將電壓模式推廣到LLC變換器的控制中，上述PWM控制中的一些缺點在LLC變換器中同樣存在。包括低頻雙極點的影響以及控制上的滯后問題，這些都導致了目前VMC的LLC變換器很難有比較好的動態響應，這里我發一個由L6599A控制的LLC變換器的頻率控制》輸出電壓的頻率響應測試圖，更多內容可見《 VMC和CMC的LLC控制器仿真對比 第五節 （完結篇）》。

從BODE圖可見在低頻1.5KHz處存在雙極點和相位減少180deg，無不在向我們揭示和VMC的BUCK變換器存在相似之處么。在VMC話題繼續展開前，我先收一波，讓我們先看一看在普通拓撲中的PCM（peak current control mode）實現。

上圖即是PCM的理論實現，不論是UC3843或LM3478或者更新一些的模擬控制器都是這樣的原理。那我們從這里可以看到電壓環的輸出Ve決定了開關電流三角波的峰值，所以實現了對輸入電壓變化的快速響應，因為存在Ipk = Vin*Ton/L的關系，PCM天然就包含了輸入電壓的前饋，另外對電感電流進行精確限流后，使電感變成了受占空比可控電流源，進而簡化了控制到輸出的傳遞函數，去掉了LC輸出濾波器的影響，使系統變成一階慣性系統，系統更易于控制和穩定了。

但是PCM存在電流采樣效應使得在占空比大于50%會進入大信號不穩定的區域，在工程上通常會增加斜率補償來解決占空比大于50%后不穩定的問題。電流模式最大的好處就是大幅度提升音頻抗擾度，使得輸出電壓中的AC輸入紋波大幅度降低，這一點對LLC變換器來說就非常有吸引力。眾多工程經驗和理論無不指出普通VMC的LLC變換的輸出工頻紋波較大，是一個比較麻煩問題。包括我們在OBC應用上的輸出紋波電流，所以我不奇怪的把目光投向了電流模式LLC控制器和其背后的電流模式控制的實現方法上來，這里可以看我今年年初的寫的五篇電流型LLC控制器的建模和仿真：《VMC和CMC的LLC控制器仿真對比 第五節 （完結篇）》。

從電流型控制的幾種實現方法來看，都能隨著電壓外環的輸出實時限制流入諧振腔的電荷（功率），都能把系統降低為單極點系統，可見下圖是FAN7688控制的LLC變換器的頻率控制到輸出電壓的頻率響應：

可見在同樣功率級參數的情況下，僅變換到電流型控制，就降階了系統的頻率到輸出的傳遞函數，這個波形正是我們期待的結果，在低頻段的增益和相位曲線都很單調，可以很容易把系統帶寬做起來。那么問題來了，電流型LLC控制器的效果這么好，能不能在數字控制系統中實現呢？

這個問題正是本文的起點，我一直都在思考如何在DSP或MCU中實現電流型LLC的控制，考慮實現的難易程度，我選擇了FAN7688的充電電荷積分控制方法，這種方法有著我們想象中的PCM的美感以及優雅的實現。下面我們來簡單的看看這種控制方法的實現，更多的具體內容請看我之前發的文章：《VMC和CMC的LLC控制器仿真對比 第三節》

下圖是充電電荷控制的實現基礎，它優雅的把流入諧振腔中的電流做積分，就得到了類似于PWM變換器中電感的斜坡電流，通過控制這個電荷積分的峰值，就能控制流入諧振腔的電流，就能控制每個開關周期流入變壓器的功率，進而實現了峰值電流模式的LLC變換器控制。進一步我們也能考慮到，我們僅需控制TON時流入諧振腔的電流即可，在TOFF時完全可以復制TON的時間，這樣就簡化了控制復雜度，在一個完整的開關周期中，僅做TON的時間控制。

在模擬IC中的具體實現，根據外環輸出決定了電荷積分的峰值，然后把TON復制給TOFF，實現對稱周期長度。當TOFF計數結束后，開始新的開關周期。可見FAN7688的內部實現：

所以在數字實現上也是這種方法，利用互感器取諧振電流的電荷積分三角波，將其輸入到DSP的CMPSS上用于PCM的實現。可見下圖所示，這個是我想的電流模式控制在數字系統中的實現，其思路是來源于FAN7688。

首先電壓環輸出到DAC設置CMPSS中比較器的正向值，然后TON開始，VICS開始斜坡上升，直到高于DAC輸出的值后，CMPSS輸出數字比較器事件DCxEVTy到PWM模塊，PWM模塊根據這個事件關閉TON，然后把TON的開通長度給到TOFF，當TOFF結束后，開始新的TON周期。在這種控制方法中，需要考慮到輕負載下充電電流積分的值較低，估計不太好比較，所以可以以VMC的方式工作，當負載電流達到某個設定值后，再切換為電流控制模式。實際上UCC260x40x就是電流和電壓控制模式的混合型控制。這樣可以利用各自的優點，實現系統性能最優化。

那么其實我們還有一個問題并沒有很好的解決，就是CMPSS輸出DCxEVTy信號到PWM模塊后，我們可以很容易的配置讓他CBC的關閉TON，但是如何將TOFF與TON建立相等的關系？這個是實現數字電流型控制LLC變換器的核心問題，我與TI的資深FAE討論后，我提出了這樣一種實現方法：

上圖中：

藍色計數器是設置的最低開關頻率，也就是最長的TBPRD長度。

計數器設置為UP-DOWN模式。

TON設為從PRD開始發波到ZRO關閉。

TOFF設置為AHC模式有源死區互補。

我們開始腦補一下這種工作模式：

TON也就是H開始發波，從PRD點開始拉高，PWM計數器開始從PRD點下降。

然后等待諧振電流上升到電壓環的設定點，CMPSS動作，可見上圖中黑色線條標注點。

然后ePWM中的數字比較器模塊（DC）動作，在還未到ZRO點就關閉H輸出，也就是結束TON。

然后經過死區時間后驅動L被死區模塊拉高，開始TOFF時間。就在此時，配置CMPSS的比較器輸出的同時進入CBC的中斷服務函數，另外這個ISR要設為最高優先級，允許打斷其它的中斷和其它任務。在這個ISR中讀取COUNT的值，考慮到CMPSS動作到進入ISR的時鐘周期間隔，進而可以推算到實際關閉TON的時間點在COUNT的何處，也就獲悉了TON的長度。

然后把這個值寫入到TBPRD中，最后再執行一次軟件強制PWM同步輸入，直接把COUNT從還未到ZRO的值，直接拉到ZRO點。這樣新的周期就直接載入了TBPRD，當COUNT增大到PRD時TOFF關閉。

然后輪到TON開通，繼續等待諧振電流的充電電荷積分大于DAC的設定點。從控制的精度來看，有兩段時間需要補償。第一段是CBC動作到進入ISR的時間，第二段就是進入ISR到軟件強迫PWM同步的時間。前者會增大TON后者會增大TOFF，所以需要根據實際情況進行一些測試才能準確。

小結：本文提出了一種在數字控制系統中實現LLC變換器的電流模式控制的方法，主要是利用CBC的ISR讀取COUNT的值和強迫刷新PWM計數周期。本方法還未得到實際項目的測試和驗證，僅僅是我腦海中的一個點子，今天趕緊把它寫出來與大家分享，如果對這種控制實現感興趣的朋友可以與我繼續討論，謝謝。

參考文檔：

1， Unitrode Design Note ： Switching Power Supply Topology Voltage Modevs. Current Mode by： Robert Mammano 1994/10

2， FAN7688 數據手冊

關于本人：

我是楊帥，有多年電源硬件和軟件開發經驗，熟悉各種電源仿真軟件的使用，包括模擬控制方向的Pspice和Simplis，以及數字控制使用Matlab和Plecs。熟悉PSFB，CLLC，DAB，PFC等功率架構的拓撲，控制算法，環路設計。目前是從事車載電源行業，專注在中等功率變換器領域，數年來一直從事電力電子仿真技術研究與應用推廣。