目錄

工程應用

1 如何將輸出正電壓改為負電壓？

特點

開關頻率

1 頻率提升，dcr會變小，導通損耗變小

2 開關頻率對電源效率&損耗的影響

3 開關頻率對電源EMC/EMI性能的影響

雜項

上電速度

原理

反饋控制方式

電壓模式控制

電流模式控制

遲滯控制

原理圖/layout/實際模型

調整管VT

振蕩器

輸出電壓

自舉部分（vin與bs之間接的那顆電容）

例如：

為什么下管不需要自舉？

vFB與vref的比較器采用差分放大電路

次諧波震蕩

器件

開關頻率對外圍器件尺寸/成本的影響

濾波電容

續流二極管

為什么要用快恢復管？

二極管VD1-異步

優點

缺點

MOS管-下管-同步

導通損耗

開關損耗（驅動損耗）

優點

缺點

電感

前沿器件

模塊電源

變壓器

紋波

電感導致的紋波：

整個后級導致的脈動值（紋波）：

濾波

工作模式

PFM-脈沖頻率調制型

優點

缺點

調節方式：

PWM-脈沖寬度調制型

優點

缺點

調節方式：

混合調制型

分類

軟開關

零電壓電路

零電流電路

連續與斷續模式

Fly-Buck（正激）

輕載高效

如何實現輕載高效？

為什么在重載時，效率可以達到80多

而在輕載（例如3.3V-10mA）時，效率卻下降很多？

開關損耗

導通損耗

例如：

輕載高效的3種模式

跳脈沖模式（psm）

突發工作模式

AAM模式

溫升

定義

評估計算法

(ploss:芯片的功率損耗)

余量

工程應用

1 如何將輸出正電壓改為負電壓？

只需要將所有的地都換成output，將output改為地

特點

效率高

導通后，正向電阻小，

雖然電流大，但管壓降很小

截至時，雖然反向電壓很大，

但電阻無窮，電流幾乎為0

體積小重量輕

因調整管的功耗小，故散熱器也可隨之減小。可以省去50 Hz 工頻變壓器

開關頻率通常為幾十千赫，故濾波電感、電容的容量均可大大減小

基本不受輸入直流電壓幅度的變化

輸出電壓只和調整管導通與截止時間的比例有關

因此，允許電網電壓有較大的波動

線性穩壓電路允許電網電壓波動± 10%

開關型電網電壓為140 V 至260 V

電網頻率變化土4%也可正常工作

紋波和噪聲成分較大

開關狀態，將產生尖峰干擾和諧波信號

開關頻率

1 頻率提升，dcr會變小，導通損耗變小

開關頻率與系統頻率同步

來自mos的開關動作，5M以下

頻率Fs決定了電感電流紋波和輸出電壓紋波兩個核心指標

提高頻率可以降低對電感量和電容值的要求

其實質是頻率提高，單次需要儲存的能量更少

這樣就降低了對儲能元件的要求

但頻率無限大會增加損耗

開關一次，柵極損耗（開關損耗）多一次

損耗：導通損耗，開關損耗，驅動損耗

影響了損耗，效率，發熱指標

而且過大的開關頻率會導致emi惡化

2 開關頻率對電源效率&損耗的影響

12V轉3.3V效率曲線對比

開關管頻率越高，功耗越大

3 開關頻率對電源EMC/EMI性能的影響

開關頻率越大，emi問題越嚴重

車輛CISPR25的常用頻段在400-600kHz和2MHz以上

改善emc高頻性能：加屏蔽殼，加磁珠，共模電感

sync來跳頻/抖頻，實現對收音機AM頻率的規避

抖頻技術(SSFM，開關斬頻技術)幫助優化電源EMI特性

通過頻率在一定范圍內的抖動來分散噪聲信號的能量， 以達到降低噪聲峰值的目的

雜項

上電速度

速度過快，上電電流大，芯片易受沖擊

速度過慢，兩管同時導通

原理

上調整管導通時，電流從上管流入，到電感儲能

電感兩端的電壓與電流關系如圖所示

下續流管導通時,電感釋放能量，與電容持續對外供電

以具有電壓環和電流環的電流型buck為例

首先采樣輸出電壓，將其與參考電壓比較后得到Vc信號

然后將采樣得到的電感電流信號I_L與Vc信號進行比較

VC與I_L碰撞形成的控制回路過程

從而得到對應的控制信號來驅動MOS管

CLK信號來決定RS觸發器何時翻轉

周而復始實現主電路的能量傳遞

反饋控制方式

動態響應速度：

遲滯＞電流反饋＞電壓反饋

電壓模式控制

誤差放大器的參考信號是三角波（時鐘，反饋電壓）

僅監控輸出的電壓，因此只要輸出電壓不變動，

就無法響應

相位補償設計需要增加超前補償、滯后補償，設計復雜

電流模式控制

誤差放大器的參考信號是電感電流（三角波，時鐘，電壓）

環路穩定性很高，負載瞬態響應速度也快

目前電源ic的主流反饋控制方式

遲滯控制

誤差放大器的參考信號是比較器（反饋電壓）

無需相位補償，反饋環路的穩定性高

但紋波噪聲大

一般LDO反饋常用，無后級pwm，所以這也線性的來源

原理圖/layout/實際模型

buck與ldo的差異點？

buck在EA和上管之間加了pwm來實現開關功能

調整管VT

導電時，調節管的發射極電位

上正下負，二極管vd被截至，電感開始充電

不導電時，三極管被截至，電感因為反電勢，

電流將在負載和二極管上繼續流通

發射極電位（二極管正向導通電壓）

振蕩器

產生的三角波信號ut加在比較器的同相輸入端

使得UA直流變成ub脈沖交流

當Ut > UA 時，比較器輸出高電平，即UB =+ Uopp

當ut< UA 時，比較器輸出低電平， us = - Uopp

**三角波電路組成**

集成運放A1組成滯回比較器,A2組成積分電路。

滯回比較器的輸出加在積分電路的反相輸入端進行積分

而積分電路的輸出又接到滯回比較器的同相輸人端

控制滯回比較器輸出端的狀態發生跳變

輸出電壓

飽和管壓降UCES 以及二極管的正向導通電壓UD的值均很小,可忽略

所以，調節三角波的大小就可以調節占空比進而調節電壓

所以，調節ua高低可以調節占空比

自舉部分（vin與bs之間接的那顆電容）

接在輸入vin和上管的S極上，保證上管導通時，電壓始終大于vin

負周期，下管導通，自舉電容充電，充電時間為Toff，上vcc下0

正周期，自舉電容電壓不能突變，所以下為VCC，上面的電壓就成了vin+下管導

通時充電的電壓，電壓被舉起來，vgs大于vgs（th）

此時自舉電容向內部電路進行放電 ，放電時間為Ton

例如：

vin為12v，要保持導通，

上管G極必須保持15V的電壓，

因為下管S極已經12V，加上上管G極二極管3V導通電壓

為什么下管不需要自舉？

下管導通容易，gs的s接地，容易滿足gs＞gs（th）

vFB與vref的比較器采用差分放大電路

輸入阻抗大（幾兆Ω到十幾兆Ω），小反饋信號也能立刻響應

因為高阻抗點，示波器探頭通常設置1MΩ的阻抗匹配

并保證探頭周邊沒有臨近的干擾源

同樣的，因為是高阻抗點，

即使外部有較小的信號干擾也會很容易被FB引腳所接收

因此在測試前應佩戴靜電手環并禁止手指觸碰FB引腳走線

并保證采用如圖所示的最小環路法可以顯著較小噪聲的影響

差分放大電路還具有消除零點漂移，抑制共模干擾和增強差模增益的作用

次諧波震蕩

系統受到干擾后的振蕩，使得原本有序的PWM開關波形產生震蕩 ，使得原本有序

的PWM開關波形產生震蕩

粉紅色回路通過斜坡補償技術解決次諧波問題

器件

開關頻率對外圍器件尺寸/成本的影響

濾波電容

由公式可以得出，小電容濾高頻

續流二極管

開關管關斷，電感能量沒有回路釋放

瞬間的di/dt ，產生很大的電壓尖峰

也叫瞬態抑制二極管，保護核心功放，

提供了泄放到地的路徑，防止輸出短路燒毀

在上下mos管后級，并聯，防止負載短路沖擊，保護前級電路

為什么要用快恢復管？

普通二極管雖然低頻可以保證單向導通

但高頻不能夠

外加肖特基二極管可以防止同時導通情況下，負載無法連續 供電

減小因為寄生二極管響應速度太慢導致的紋波

所以有低導通電阻、反向恢復時間短

但不適合高壓場合，反向電壓低

漏電流大的話，還影響效率

二極管VD1-異步

整流二極管（異步整流）

二極管特性，0.3V的壓降會消耗過多的功率

例子：

優點

可靠性好，不會因為上下管直通后，

電流過大燒壞mos管

缺點

因為正向導通電壓大，消耗功率大

MOS管-下管-同步

導通損耗

所以同步管的導通電阻要小

開關損耗（驅動損耗）

柵極電流對柵極電容充放電導致

選擇小的柵源極壓降、開關管的柵極電荷

假如輸出電流的需求大于5A，需要將下管mos外置

優點

導通電阻小（mos管的RDS(ON)-毫歐級別，遠小于二極管的導通電阻）

可以在內部有mos的情況下，外部再并聯兩個mos

分區 開關電源 的第 12 頁

可以在內部有mos的情況下，外部再并聯兩個mos

進一步減少rdson

壓降低，消耗功率小

缺點

需要額外添加控制電路

電感

關注直流電阻（dcr），使直流阻抗最小，減小銅損

（鐵損：鐵心的損耗，空載損耗 銅損：線圈的損耗，負載損耗）

開關電源為了提高效率一般采用DCR比較小的電感，繞電感的線越粗DCR越小。

由公式可知，感值越大，電流紋波越小

輸入和輸出的電壓值相差越小，所需電感值越小

但電感值過大會導致動態性能差，反饋響應慢

前沿器件

模塊電源

目前模塊電源主流頻率提高到3到4MHz水平

變壓器

去除傳統的變壓器骨架和銅線

利用PCB多層線圈減小為薄型平面變壓器設計

適用在較高頻的領域，僅利用PCB線圈或者PCB寄生電感就可完成功率傳輸

若對體積沒要求， 高頻電感還可以可以省去磁芯 ，做空心電感來節約成本

紋波

電感導致的紋波：

電感電流的紋波一般在40%

選取esr小的電容會明顯減小輸出紋波

整個后級導致的脈動值（紋波）：

最終輸出電壓

濾波

吸收式

磁珠與電容組合，開關特性不如反射式，偏軟

反射式

因為L的電阻低，阻抗匹配考慮，選擇電感靠近阻抗低的一端

工作模式

PFM-脈沖頻率調制型

優點

適合輕載電流場景

功耗相對較低

調節開關頻率，輸出電壓超過設置電壓，輸出將關斷

缺點

輸出紋波大，響應速度慢，因為頻率低

但輕載效率高，功耗小，不適合CCM模式

價格貴，因為配套濾波困難（諧波頻譜太寬）

調節方式：

調節開關周期時間

當增加負載時，振蕩量遞減，最后變為PWM模式

開通一定，關斷不一定

分區 開關電源 的第 14 頁

開通一定，關斷不一定

PWM-脈沖寬度調制型

優點

噪聲易于過濾

不會長時間關斷，所以響應速度快，效率高

缺點

開關損耗影響效率

輕載效率差，需要提供假負載

調節方式：

調節周期內的導通時間

混合調制型

分類

按是否使用工頻變壓器

低壓開關穩壓電路:

即50 Hz 電網電壓先經工頻變壓器轉換成較低電壓后再進入開關型穩壓電路、

高壓開關穩壓電路：

不用工頻變壓器，采用高壓大功率三極管

直接將220 V 交流電網電壓進行整流

濾波，然后再進行穩壓

按激勵的方式

自激

他激

按調整管的種類

雙極型三極管

MOS 管

晶閘管

軟開關

首先是硬開關，電壓與電流會有交疊部分，造成損耗

增加了小電感、電容等諧振元件后，電壓/電流波形不交疊

稱為軟開關。

電壓或電流為正弦半波，因此稱之為準諧振

零電壓電路

開通前其兩端電壓為零，不會產生噪聲

關斷時，并聯電容延緩關斷后電壓上升的速率

零電流電路

關斷前其電流為零

開通時，串聯電感能延緩開通后電流上升的速率

連續與斷續模式

ccm

dcm

電感體積可以做小

存在電感電流為0的時刻

跳頻時輸出電壓紋波太大

Fly-Buck（正激）

buck派生-隔離式輸出穩壓，只能降壓

將電感改成四線耦合電感，將一路電路輸出換成多路輸出

單向勵磁

為防止原邊關斷，瞬間的電流耦合到副邊，造成VD2損壞

增加一個磁通復位電路

D3與N3組合可泄放多余磁能

輕載高效

如何實現輕載高效？

降低導通損耗

降低dcr和ecr

降低鐵損和銅損

降低工作頻率

為什么在重載時，效率可以達到80多

而在輕載（例如3.3V-10mA）時，效率卻下降很多？

開關損耗和導通損耗兩個因素影響著效率

開關損耗

輕載時,開關損耗幾乎不變,由于輸出功率較低，

IC的效率就會比重載時低很多

導通損耗

重載時,導通損耗是影響效率的主要因素

例如：

貨車司機運貨掙錢

滿載拉貨，一趟可以賺很多

空車跑，司機進過收費站（開關損耗）還要自掏過路費

收費站越多，錢虧的越多

所以為了不虧錢，就必須少進收費站

輕載高效的3種模式

跳脈沖模式（psm）

紋波小，效率較差，瞬態響應好

即在輸出重載時,以連續模式(CCM)工作

當負載電流降低,電源將進入斷續模式(DCM)工作

也即VGS的占空比變小，il電感電流不再連續

直到上管的開通時間達到最小導通時間，才導通上管

若負載繼續降低，控制器將直接屏蔽一些開關脈沖，如紅虛框所示

例如： 運貨少過收費站，節約成本

突發工作模式

當輸出負載電流降低到一定的值,系統進入輕載模式，

上下管長時間停止工作（關閉），由輸出電容維持輸出

電容放電過程中，輸出電壓會下降，經過較長一段時間

vc上升到VH時，進入開關模式，重新打開上下管

如上圖，輸出電容在快速導通關斷過程中會產生較大的紋波,且瞬態響應較差

例如：

運貨不過收費站，走野路

由于路遠（瞬態響應差）且不平坦（紋波較大）

意外風險大（芯片不工作）

AAM模式

對比突發模式，在sr觸發器的s前端增加了紅框所示的運放

當Vcomp直流分量小于VAAM時，電源進入輕載模式

如圖First所示，當Vcomp波動,其值大于VAAM，并且時鐘信號開通,

上管開通

如圖Second所示，當電感電流達到Vcomp時

上管關閉，下管導通

如圖Third所示，直到電感電流降為0，下管關閉，完成一次開關周期

輸出輕載時,一般工作在PFM (pulse-frequency modulation)模式

輸出重載時,工作在PWM (pulse-width modulation)模式

溫升

編輯說明非同步是肖特基外置

雖然集成同步結構的整體效率高一些

但是其芯片包含的損耗部分更多一些

所以單體芯片的發熱相對于非同步要多一些

定義

分區 開關電源 的第 20 頁

JA的作用在于比較不同廠家芯片的相對熱性能

JC的作用是比較芯片在安裝散熱片時的熱性能

評估計算法

(ploss:芯片的功率損耗)

測試計算法（更準確）

tc獲取

余量

審核編輯 黃昊宇