在本系列的第 1 部分中，我們將討論如何根據(jù)直接數(shù)字頻率合成 （DDFS） 原理設(shè)計一個非常精確的正弦波發(fā)生器，但在浮點 DSP 處理器上以軟件實現(xiàn)。在第 2 部分中，我們介紹了如何在軟件中實現(xiàn)高精度 NCO。在本系列的最后一部分中，我們將介紹如何選擇重構(gòu) DAC 并完成 DDFS 系統(tǒng)。

第一個誘惑是選擇在非線性誤差（INL 和 DNL）方面具有最佳規(guī)格的高精度 DAC，例如AD5791，一個 20 位精確的 DAC。但是它的分辨率只有 20 位，而且它的 R-2R 架構(gòu)不利于信號的重構(gòu)，尤其是非常純正弦曲線的產(chǎn)生，因為它在輸入代碼轉(zhuǎn)換過程中會出現(xiàn)很大的毛刺。圍繞二進(jìn)制加權(quán)電流發(fā)生器或電阻器網(wǎng)絡(luò)構(gòu)建的傳統(tǒng) DAC 架構(gòu)對數(shù)字饋通和數(shù)字開關(guān)損傷敏感，例如外部或內(nèi)部時序偏移和數(shù)字輸入位的其他開關(guān)不對稱，特別是在能量變化隨之而來的主要轉(zhuǎn)換期間。這會引起與代碼相關(guān)的瞬變，從而導(dǎo)致高幅度的諧波雜散。

在 20+ 位分辨率下，使用外部超線性和快速采樣保持放大器對 DAC 的輸出進(jìn)行去毛刺處理并沒有多大幫助，因為它會在數(shù)十個 LSB 中產(chǎn)生自己的瞬態(tài)，并由于重采樣引入群延遲非線性。 對于主要在通信應(yīng)用中的信號重建，故障問題通過使用分段架構(gòu)來解決，該架構(gòu)混合了 MSB 的完全解碼部分和最低有效位的二進(jìn)制加權(quán)元素。不幸的是，目前不存在超過 16 位精度的此類商用 DAC。與 NCO 的完全可預(yù)測行為不同，DAC 誤差難以準(zhǔn)確估計和模擬，尤其是當(dāng)制造商的動態(tài)規(guī)范相當(dāng)薄弱或不存在時，除了專用于音頻應(yīng)用的 DAC 或 ADC。插值過采樣和多位 sigma-delta DAC 似乎是唯一足以勝任這項工作的解決方案。這些最先進(jìn)的轉(zhuǎn)換器具有高達(dá) 32 位的分辨率、超低失真和高 SNR，是中低帶寬信號重建的最佳選擇。為了在音頻頻譜或稍寬的頻帶（20 kHz 或 40 kHz 帶寬）內(nèi)獲得最佳噪聲和失真性能，ADI 產(chǎn)品組合中最好的 Σ-Δ DAC 是AD1955音頻立體聲 DAC，盡管其分辨率限制為 24 位，但仍然是市場上最好的音頻 DAC 之一。

這款音頻 DAC 于 2004 年推出，基于多位 sigma-delta 調(diào)制器和過采樣技術(shù)，輔以各種技巧來減輕這種轉(zhuǎn)換原理固有的失真和其他問題。 8

即使在今天，AD1955 也擁有同類產(chǎn)品中最好的插值 LP FIR 濾波器之一。它具有非常高的阻帶衰減 （≈–120 dB） 和非常低的帶內(nèi)紋波 （≈±0.0001 dB）。它的兩個（左聲道和右聲道）DAC 可以以高達(dá) 200 kSPS 的速度運行，但最佳交流性能是在 48 kSPS 和 96 kSPS 下實現(xiàn)的，其動態(tài)范圍和 SNR 均為典型 EIAJ 標(biāo)準(zhǔn)、A 加權(quán)、120 dB。立體聲模式。在單聲道模式下，兩個通道同時異相組合，可以預(yù)期性能提高 3 dB。然而，對于寬帶應(yīng)用，這些規(guī)范有些不切實際，因為它們是合成的并且僅限于 20 Hz 到 20 kHz 的帶寬。超過 20 kHz 時不考慮帶外噪聲和雜散，部分原因是 EIAJ 標(biāo)準(zhǔn)、A 加權(quán)濾波器、和音頻行業(yè)規(guī)范定義。這種專用于音頻測量的帶通濾波器模擬人耳頻率響應(yīng)，比未濾波測量產(chǎn)生 3 dB 更好的結(jié)果。

DDFS 硬件演示平臺：使用 AD1955 重建正弦波

完整的 DDFS 已使用兩塊評估板實現(xiàn)，一塊支持 DSP 處理器，另一塊用于使用 AD1955 DAC 重建模擬信號。第二代SHARC ADSP-21161N選擇評估板是出于可用性的原因，以及它的易用性和適用于任何音頻應(yīng)用的精簡配置。ADSP-21161N 仍在生產(chǎn)中，不久前設(shè)計用于支持工業(yè)、高端消費類和專業(yè)音頻應(yīng)用，提供高達(dá) 110 Mips 和 660 MFlops 或 220 MMACS/s 的能力。與最新一代的 SHARC 處理器相比，ADSP-21161N 的主要區(qū)別在于其較短的 3 級指令流水線、片上 1 Mb、僅三端口 RAM 和一組減少的外設(shè)。精密音調(diào)發(fā)生器的最后也是最關(guān)鍵的階段基于 AD1955 評估板，它必須忠實地從軟件 NCO 提供的樣本中重建模擬信號。該評估板帶有一個針對音頻帶寬優(yōu)化的抗混疊濾波器 （AAF），以滿足 Nyquist 標(biāo)準(zhǔn)，并且除了通常的 S/PDIF 或 AES-EBU 接收器外，還具有幾個支持 PCM/I2S 和 DSD 數(shù)字流的串行音頻接口。PCM/I2S 串行鏈路連接器用于將 AD1955 DAC 板連接到 ADSP-21161N EVB 的串行端口 1 和 3 連接器 （J）。兩個板都可以配置為 I2S PCM 或 DSP 操作模式，采樣率分別為 48 kSPS、96 kSPS 或 192 kSPS。DSP串口1產(chǎn)生左右聲道數(shù)據(jù)、字選擇或L/R幀同步以及雙通道DAC的數(shù)字輸入接口所需的SCK位時鐘信號。串行端口 3 僅用于生成 DAC 主時鐘 MCLK，DAC 插值濾波器和 sigma-delta 調(diào)制器運行所需的速度比輸入采樣頻率 （48 kSPS） 快 256 倍（默認(rèn)情況下）。由于所有 DAC 時鐘信號均由 DSP 生成，因此電路板原裝低成本 Epson 時鐘振蕩器已更改為 Crystek 的超低噪聲振蕩器 CCHD-957。對于 24.576 MHz 的輸出頻率，其相位噪聲規(guī)格在 1 kHz 時可低至 –148 dB/Hz。

在模擬輸出端，必須使用有源 I/V 轉(zhuǎn)換器將 AD1955 電流差分輸出保持在恒定的共模電壓（通常為 2.8 V），以最大限度地減少失真。超低失真和超低噪聲高精度運算放大器（如AD797）用于此目的并處理模擬信號重建。由于兩個差分輸出由 DSP 分別處理，因此選擇了具有 AAF 拓?fù)涞牧Ⅲw聲輸出配置，而不是單聲道模式。此 AAF 使用 LTspice XVII 進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖 6 所示。由于濾波器的最后一部分是無源的，因此應(yīng)添加一個有源差分緩沖級，如最近推出的ADA4945. 這款低噪聲、超低失真、快速建立時間、全差分放大器是驅(qū)動任何高分辨率 SAR 和 sigma-delta ADC 的幾乎完美的 DAC 伴侶。ADA4945 具有相對較大的共模輸出電壓范圍和出色的直流特性，可提供出色的輸出平衡并有助于抑制偶次諧波失真產(chǎn)物。

EVB 三階濾波器具有 76 kHz 的 –3 dB 截止頻率，在 500 kHz 時衰減僅為 –31 db。帶內(nèi)平坦度非常好，但這種 LP 濾波器的帶外衰減必須認(rèn)真改進(jìn)，即使僅限于純粹的重建音頻應(yīng)用。這是抑制 DAC 整形噪聲以及調(diào)制器時鐘頻率 MCLK 所必需的。根據(jù)軟件 DDS 用于單音發(fā)生器或任意波形發(fā)生器（用于復(fù)雜波形的 AWG），AAF 將針對帶外衰減或群延遲失真進(jìn)行優(yōu)化。作為一個實際示例和比較，舊的但著名的 SRS DS360 超低失真函數(shù)發(fā)生器已設(shè)計為具有相似采樣率的七階 Cauer AAF。信號重建依賴于 AD1862，針對數(shù)字音頻應(yīng)用的串行輸入 20 位分段 R-2R DAC。AD1862 能夠維持高達(dá) 768 kHz （×16 fS） 的 20 位字采樣率，并具有出色的噪聲和線性度規(guī)格。其單端電流輸出為外部 I-V 轉(zhuǎn)換級提供了使用最佳放大器的選擇。

圖 6. AD1955 EVB 三階抗混疊濾波器的 LTspice 模擬頻率響應(yīng)（立體聲配置）。

AD1955 和 SHARC DSP 組合針對多個高分辨率 SAR ADC（例如AD4020 ）進(jìn)行了測試，中間沒有外部選擇性無源濾波器。默認(rèn)情況下，基本 AD4020 評估板除了板載ADA4807驅(qū)動器外別無選擇。將 ADC 輸入偏置到 V_REF/2 共模電壓的簡單電路會施加 300 Ω 的相當(dāng)?shù)偷妮斎胱杩?，并且需要信號隔離、交流耦合或使用外部差分放大器模塊，例如 EVAL-ADA4945 -1。電路筆記CN-0513中描述的 AD4020 參考設(shè)計板是更好的選擇。它包括一個分立的可編程增益儀表放大器 （PGIA），它提供高輸入阻抗并接受 ±5 V 差分輸入信號 （G = 1）。盡管這些 AD4020 板及其 SDP-H1 控制器缺乏支持相干采樣采集的能力，但它們允許對樣本進(jìn)行適當(dāng)?shù)牟ㄐ尾东@長度，范圍高達(dá) 1M。因此，具有選擇性開窗的長 FFT 是可能的，同時提供精細(xì)的頻率分辨率和低本底噪聲。例如，對于七項 Blackman-Harris 窗口，圖 7 中所示的 1 Mpts FFT 圖說明了 AD1955 對于 990.059 Hz 生成的正弦波的失真水平。二次諧波是 350 kHz 帶寬內(nèi) –111.8 dBc 處的最大失真分量和最大雜散。然而，

圖 7. 1 M 點 FFT 分析顯示失真非常好，H2 低于 –111 dBc，對于 1 kHz 輸入頻率，在 10 kHz 至 200 kHz 頻帶內(nèi)具有最大雜散。本底噪聲約為 –146 dBFS。

在相同條件下，對老式 AD1862 進(jìn)行了測試，其光譜行為略有不同。在差分配置中，兩個時鐘頻率約為 500 kSPS 的 20 位 DAC 報告的本底噪聲為 –151 dBFS，THD 為 –104.5 dB，正弦輸出電平為 12 V pp，頻率為 1.130566 kHz。AD4020 奈奎斯特帶寬 （806 kHz） 上的 SFDR 接近 106 dB，受三次諧波限制?；趦蓚€AD743低噪聲 FET 放大器的 DAC 重建濾波器是類似于 AD1955 評估板的一個三階濾波器，但在 –3 dB 處具有 35 kHz 的截止頻率。

為了變得有效，基于 DDS 的發(fā)生器需要一個合適的濾波器，該濾波器能夠在大約 250 kHz 處衰減大于 100 dB，以生成 dc 至 25 kHz CW 信號頻率范圍。這可以通過六階 Chebyshev 甚至六階 Butterworth LP 濾波器來實現(xiàn)，以獲得完美的帶內(nèi)平坦度。濾波器的階數(shù)將被最小化，以限制模擬級的數(shù)量及其非理想性，例如噪聲和失真。

結(jié)論

在標(biāo)準(zhǔn)評估板上進(jìn)行的初步和開箱即用測試表明，基于處理器的 DDS 技術(shù)可用于具有頂級性能的傳統(tǒng)正弦波 CW 生成。精心設(shè)計的重建濾波器和模擬輸出緩沖級可以滿足 –120 dBc 的諧波失真系數(shù)?；?DSP 的 NCO/DDS 不僅限于生成單音正弦波。通過使用具有適當(dāng)截止頻率且無需更改其他硬件的優(yōu)化 AAF（貝塞爾或巴特沃斯），可以將相同的 DSP 和 DAC 組合偽裝成高性能 AWG 以產(chǎn)生任何類型的波形，例如，合成完全可參數(shù)化的多音正弦波，可完全控制 IMD 測試中每個組件的相位和幅度。

由于浮點運算對于需要高精度和/或高動態(tài)范圍的應(yīng)用至關(guān)重要，因此如今的 SHARC+ DSP 處理器，如低成本ADSP-21571或 SoC ADSP-SC571（ARM 和 SHARC）是實時處理高達(dá) 10 MSPS 的聚合采樣率的事實標(biāo)準(zhǔn)。時鐘頻率為 500 MHz，雙 SHARC 內(nèi)核及其硬件加速器可提供超過 5 Gflops 的計算性能并提供大量內(nèi)部專用 SRAM，這是生成任何類型波形以及復(fù)雜波形的任務(wù)所需的基本成分分析處理。這種類型的應(yīng)用表明，系統(tǒng)地使用硬件可編程解決方案對于處理精密數(shù)字信號處理并不是強制性的。浮點處理器及其完整的開發(fā)環(huán)境允許從 MATLAB 等模擬器輕松快速地移植代碼。

審核編輯：郭婷