近幾十年來，服務(wù)器和計算機系統(tǒng)架構(gòu)隨著電力輸送 (PD) 需求的增加而增加。這使穩(wěn)壓器設(shè)計復(fù)雜化，因為它需要在提高效率和快速動態(tài)響應(yīng)之間以及在更低功率損耗和 MOSFET 尺寸之間進行折衷。服務(wù)器的電源必須具有高電流、低電壓和快速瞬態(tài)響應(yīng)，這意味著它們必須以比其他應(yīng)用高得多的頻率運行。為了滿足這些需求，需要一個多相降壓轉(zhuǎn)換器，它具有多個并聯(lián)工作的降壓轉(zhuǎn)換器以驅(qū)動共享負載。為了滿足大功率需求，多相降壓轉(zhuǎn)換器廣泛用于服務(wù)器和電信行業(yè)。

使用多相降壓轉(zhuǎn)換器的好處

系統(tǒng)中使用的相數(shù)有效地增加了基頻。這使轉(zhuǎn)換器能夠以極高的頻率運行，從而能夠以更少的組件和更低的輸出電容滿足更高的電流需求。降壓轉(zhuǎn)換器需要快速瞬態(tài)響應(yīng)，這意味著它必須能夠?qū)⒛芰繌妮斎肟焖賯鬏數(shù)捷敵觥＿@需要在單相設(shè)計中使用適度的電感，這可能會導(dǎo)致巨大的、不切實際的電流波。當負載由并聯(lián)轉(zhuǎn)換器驅(qū)動時（每個分支以相等的相移運行），穩(wěn)態(tài)電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都會降低，從而導(dǎo)致輸入和輸出電容更小。由于電流紋波消除，可以使用更小的電感，這減少了瞬態(tài)電壓尖峰。這是由于倍頻效應(yīng)，它會導(dǎo)致紋波的幅度除以分支數(shù)，從而產(chǎn)生 N 倍的頻率。例如，一個 4 相應(yīng)用會產(chǎn)生一個總電感電流紋波（IOUT = I O1 + I O2 + I O3 + I O4 ) 小四倍，紋波頻率是單個相位的四倍（見圖 1）。

圖 1：總輸出電流紋波

多相轉(zhuǎn)換器的熱效率也得到了提高。通過將電流分配到多個相中，也可以分擔(dān)功率損耗。這減小了散熱器尺寸，并通過減少每個分支上的熱負載使整個系統(tǒng)更具成本效益。多相轉(zhuǎn)換器對于在短時間內(nèi)提供大功率水平至關(guān)重要。但是，系統(tǒng)所需的電源在各種應(yīng)用中變化很大，例如服務(wù)器電源。以輸出電流為100A為例，要求各相輸出電流；但是，如果電流降低到 10A，相數(shù)過多會因附加功率開關(guān)中的開關(guān)損耗而降低效率。

設(shè)置數(shù)字控制器

采用自適應(yīng)切相和相位控制等控制方法，根據(jù)負載電流修改相位操作，可以幫助數(shù)字控制器進一步提高效率。設(shè)計人員可以使用這些解決方案在整個負載電流范圍內(nèi)實現(xiàn)指定的目標效率。

圖 2：切相

設(shè)計指標

表 1 顯示了對平均電源軌的要求。輸入電壓 (V IN ) 設(shè)置為 12V，這是大多數(shù)應(yīng)用的常用值。輸出電流 (I TDC ) 為 220A，輸出電壓 (V OUT ) 為 1.8V，這是服務(wù)器應(yīng)用中電壓軌的通用值。

表 1：電源軌規(guī)格

驅(qū)動器和 MOSFET選擇

在大多數(shù)多相轉(zhuǎn)換器中，每個相位都設(shè)計為將峰值電流限制在 40A 左右。然而，行業(yè)內(nèi)的創(chuàng)新導(dǎo)致解決方案能夠處理顯著更高的峰值電流，MP86957等器件可提供高達 70A 的連續(xù)電流。此設(shè)計規(guī)則還取決于其他參數(shù)，例如空間限制或散熱器的使用及其熱特性。

實施多相轉(zhuǎn)換器解決方案

為了說明多相轉(zhuǎn)換器的好處，本文使用了一個保守的電流分布目標，即每支路約 40A，這是通過 7 相設(shè)計實現(xiàn)的。這種設(shè)計將最大電流保持在足夠低的水平，以使熱耗散和功率損耗更易于管理。

選定的開關(guān)頻率 (f SW ) 為 500kHz。在 7 相設(shè)計中，由于倍頻效應(yīng)，這提供了 3.5MHz 的總輸出紋波頻率。

MP2965被選為數(shù)字控制器，因為它可以配置為最多 7 相操作。該控制器使用脈寬調(diào)制控制根據(jù)輸入和輸出電壓實時調(diào)整 PWM。為了完善多相穩(wěn)壓器解決方案，該設(shè)計還使用了MP86945A，這是一款能夠?qū)崿F(xiàn)高達 60A 連續(xù)輸出電流的單片半橋。

驅(qū)動器和 MOSFET選擇

在大多數(shù)多相轉(zhuǎn)換器中，每個相位都設(shè)計為將峰值電流限制在 40A 左右。然而，行業(yè)內(nèi)的創(chuàng)新導(dǎo)致解決方案能夠處理顯著更高的峰值電流，MP86957等器件可提供高達 70A 的連續(xù)電流。此設(shè)計規(guī)則還取決于其他參數(shù)，例如空間限制或散熱器的使用及其熱特性。

實施多相轉(zhuǎn)換器解決方案

為了說明多相轉(zhuǎn)換器的好處，本文使用了一個保守的電流分布目標，即每支路約 40A，這是通過 7 相設(shè)計實現(xiàn)的。這種設(shè)計將最大電流保持在足夠低的水平，以使熱耗散和功率損耗更易于管理。

選定的開關(guān)頻率 (f SW ) 為 500kHz。在 7 相設(shè)計中，由于倍頻效應(yīng)，這提供了 3.5MHz 的總輸出紋波頻率。

MP2965被選為數(shù)字控制器，因為它可以配置為最多 7 相操作。該控制器使用脈寬調(diào)制控制根據(jù)輸入和輸出電壓實時調(diào)整 PWM。為了完善多相穩(wěn)壓器解決方案，該設(shè)計還使用了MP86945A，這是一款能夠?qū)崿F(xiàn)高達 60A 連續(xù)輸出電流的單片半橋。

圖 3：交錯式降壓轉(zhuǎn)換器框圖

選擇輸出電感

輸出電感是一個重要參數(shù)，因為電感電流中過大的紋波會導(dǎo)致速度和效率問題。每相的最大電流紋波 (ΔIL )必須設(shè)置在最大相電流的 20% 和 40% 之間。在本例中，選擇了 30% 的電流紋波，目標效率 (η) 設(shè)置為 90%。

電感 (L) 可以通過公式 (1) 估算：

其中 D 是占空比，使用公式 (2) 計算：

輸入應(yīng)用值后，估計電感 (L) 為 220nH，如公式 (3) 所示：

選擇輸出電容

為確保電感電流連續(xù)工作，通常選擇降壓轉(zhuǎn)換器的最小電容來限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制在平均輸出電壓的 1%。根據(jù)系統(tǒng)規(guī)范，電壓紋波設(shè)置為 18mV。輸出電容 (C OUT ) 可通過公式 (4) 和公式 (5) 計算：

在確定輸出電容時，請考慮轉(zhuǎn)換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，還應(yīng)計算輸出電容以將輸出電壓保持在其過壓 (V OVER ) 和欠壓 (V UNDER ) 閾值內(nèi)。V UNDER可以用公式 (6) 估算：

其中 L EQ是等效電感（對于七相，L / 7），D MAX是最大占空比。

等式 (6) 的C OUT可以用等式 (7) 計算：

V OVER可以用公式 (8) 估算：

等式 (8) 的C OUT可以用等式 (9) 計算：

選擇上述方程中的最大值以滿足所有操作要求。

確定輸出電容后，計算電容器的等效串聯(lián)電阻（ESR），它限制了轉(zhuǎn)換器在穩(wěn)定狀態(tài)下工作時的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過公式 (10) 估算：

其中 ESR 可以用公式 (11) 和公式 (12) 計算：

請注意，所需的 ESR 值非常小。要在不減小電容器值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，請并聯(lián)幾個較小的電容器。這將電容相加，同時降低 ESR。

選擇輸入電容

輸入電容器為轉(zhuǎn)換器提供低阻抗電壓源并過濾輸入電流紋波。此外，在設(shè)計中添加相位會降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應(yīng)降至最低。圖 4 顯示了根據(jù)相數(shù)和轉(zhuǎn)換器占空比的歸一化電流值。

圖 4：作為占空比和相數(shù)函數(shù)的歸一化 RMS 電流

根據(jù)應(yīng)用規(guī)范，通常選擇降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容來限制輸入電壓紋波。對于此應(yīng)用，ΔV IN的值為 240mV，輸入電容 (C IN ) 可通過公式 (12) 和公式 (13) 估算：

結(jié)論

由于服務(wù)器系統(tǒng)對性能的要求很高，因此在大多數(shù)服務(wù)器和計算設(shè)計中都需要多相降壓轉(zhuǎn)換器，以滿足瞬態(tài)響應(yīng)要求并能夠承受大電流。MP2965雙通道、多相控制器以最少的輸出電容提供了極大的設(shè)計靈活性和快速瞬態(tài)響應(yīng)，而MP86945A功率級集成了驅(qū)動器和 MOSFET，以確保高效率和性能。

審核編輯：湯梓紅