上一篇我們介紹了 boost 升壓電路的工作原理、解釋了切換開關的 duty cycle 如何影響輸入電壓與輸出電壓之間的關系，以及要做到穩壓輸出時，回授電路該如何控制切換開關。

這一回我們要來看一個用實際的交換式電源控制 IC 構成的電路。

老兵不死

這次我們的主角是一顆編號 MC34063A 的交換式電源 IC。這顆八只腳的 IC 非常古老，它的上一版 MC34063 最早大概在 1983 年左右就出現在 Motorola 半導體的 databook 中，而改版之后的 MC34063A 則大概在 1990 年左右出現。隨著 Motorla 半導體部門在 1999 年分割出去成為 ON Semiconductor，這顆 IC 的「正宗血統」也留存在 ON Semiconductor，如今我們在 ON Semiconductor 的網站上仍然查得到這顆 IC，它的 datasheet 也持續在更新，可以說是業界少數極為長壽的 IC 之一。

這種已經銷售多年的 IC 都會自然而然成為標準，除了原廠以外都會有其它許多的來源，現在除了 ON Semi，我們也可以買到來自 TI、Diodes，甚至臺灣 Richtek 所設計、生產的 34063A。它們都是接腳兼容、特性兼容的替代產品。

MC34063A 是一顆整合度很高、彈性很大的交換式電源IC，搭配適當的外部零件，它可以做出升壓用的 boost 電路、降壓用的 buck 電路、或是電壓反向用的 inverting 電路。

MC34063A 的內部結構

上圖是它的內部結構圖。它里面整合了一個振蕩器、一個 1.25 V 的參考電壓源、電壓比較器、交換式電源用的開關晶體管以及控制開關的邏輯電路。

我們上次提過，一個有穩壓功能的 boost 電源電路大概是這樣的結構：

而 MC34063A 里面除了包含了上圖中的電壓偵測、控制電路，再加贈開關晶體管。不過因為在 MC34063A 誕生的那個年代，bipolar 仍然是半導體制程的主流，所以它里面的電路都是用 BJT 做成的，包括它的開關晶體管也是兩顆 NPN 晶體管構成的達靈頓電路。

如果我們再將 MC34063A 內部的結構對應到上面的電路圖，就會變成這樣：

接下來我們就來一一說明 MC34063 內部的每個功能。

參考電壓源與比較器

MC34063A 內部有一個 1.25 V 的 band gap 參考電壓源，可以提供一個精確、不隨溫度變化的參考電壓，就如同我們之前在介紹線性穩壓電源時說明過的參考電壓源一樣。

整個電源電路的輸出電壓 VOUT 經過 R2、R3 分壓之后，得到 VFB 回授電壓，這個電壓在 MC34063A 內部利用回授電路的誤差比較器跟參考電壓比較之后，得到一個控制訊號。當 VFB 比參考電壓高時，誤差放大器的輸出會是 0，代表不需要提高電壓；當 VFB 比參考電壓低時，誤差發放大器的電壓會是 1，代表需要提高電壓。

如同線性穩壓電源一樣，我們只要改變 R2、R3 的分壓比例，就可以從不同的目標電壓產生 1.25 V 的 VFB，藉以調整整個電路的輸出電壓。

這個控制邏輯跟線性穩壓電源的控制邏輯完全一樣，只是線性穩壓電源的誤差放大器輸出經過積分之后會直接拿去控制線性降壓的晶體管，但在交換式電源中，這個誤差放大器的訊號還要經過震蕩電路和開關控制的邏輯電路處理，才能產生控制開關晶體管用的控制訊號。

振蕩器與控制邏輯

這個部分大概是 MC34063A 的運作中最巧妙、也最難理解的部分。

首先，它有一個用電容器控制頻率的震蕩電路。這個震蕩電路會用 35 uA 的電流對一個接在 MC34063A 上的震蕩電容充電，因為是定電流充電，所以電容上的電壓會呈線性上升。當電壓到達 1.25 V 時，震蕩電路就會開始用 200 uA 的電流對電容放電，直到電容上的電壓低于 0.75 V，接著再重新開始充電，如此周而復始。

因為充電和放電的電流比例大概是 1:6（35:200 差不多是 1:5.7），所以不論電容器的大小，電容器上充電和放電的時間比例差不多就是 6:1。如果電容器比較大，整個充放電的周期都會比較長，震蕩的頻率就會比較低；如果電容器比較小，震蕩的頻率就會比較高。

根據 MC34063A 的 datasheet，震蕩電容用 1 nF 的時候，震蕩頻率大概是 33 KHz，不過因為這個震蕩電路還有其它機制可以在電感飽和、電流過大時提早結束充電周期開始放電，所以實際的周期可能會比較短短，震蕩頻率可能會比理論值高。

MC34063A 可以工作的震蕩頻率最高到 100 KHz，以現在的觀點來看，這個頻率其實很低。現在很多交換式電源 IC 的工作頻率都是 1 MHz 起跳。工作頻率跟電感的選擇有關，頻率高的交換式電源電路可以用感值較小的電感來工作，整體的零件成本和電路的體積都會比較小，但由于 MC34063A 誕生的那個年代，開關晶體管不太容易用這么高的頻率運作，它里面的回授和控制電路也沒辦法在這么高的頻率下穩定工作，所以它的工作頻率上限被設定在 100 kHz，而大部分用它設計的電路實際工作頻率都更低。我們之后會再介紹現代的、高頻的交換式電源如何工作，現在還是先讓我們把這顆有古早味的 MC34063A 看完。

這個震蕩電路的輸出，會經過一個邏輯電路，這個邏輯電路的另一個輸入則是前面說過的參考電壓比較器的輸出。詳細的邏輯真值表和工作狀態相當復雜，但它的原理大致上就是：如果 VFB 比參考電壓低（所以比較器的輸出會是 1），就讓震蕩電路產生的脈波送往開關晶體管驅動電路，驅動 boost converter；如果 VFB 比參考電壓高（所以比較器的輸出會是 0），就不讓震蕩電路產生的脈波送往開關電路，這時 boost converter 就不工作。比較器的輸出就像個看門的人一樣，決定要不要讓振蕩器的輸出送到開關晶體管，因此這個邏輯電路叫做 gating 電路。

電流偵測電路

MC34063A 還有一個電流偵測電路。它利用串聯在電感輸入路徑上的一個微小電阻偵測流向電感的電流。由于電阻上的壓降與流過電阻的電流呈正比，只要偵測電阻上的壓降就可以知道流過電阻的電流。

為什么要偵測電感上的電流呢？我們在前幾回說明 boost 電路的原理時說過，電感利用磁場儲存能量，但是我們不能無限制地對一個電感充電。當一個電感上面的磁通量飽和、不能再增加時，我們說這個電感「飽和」了，它不能再儲存更多的能量；而這時電感會搖身一變，變成一個電阻性的組件，而它的電阻就只剩下構成電感的導線上的直流電阻，這個電阻通常非常小，因此如果我們用定電壓對一個電感充電，經過一段時間電感飽和后，流過電感的電流就會突然爆增。

電感飽和在交換式電源的電路中是非常不好的事，因為這時的能量無法被儲存在電感中，而會在電感上造成發熱。理想的交換式電源設計要在電感的感值大小和交換頻率之間取得平衡；交換頻率越高，每個周期中對電感充電的時間就越短，就可以用比較小的電感，而不會讓電感飽和；交換頻率越低，每個周期中對電感充電的時間就越長，為了避免電感飽和，就要用感值比較大的電感，這樣的電感體積、重量都會比較大。

MC34063A 利用這個電流偵測電路來控制振蕩器，避免電感飽和。當電流偵測電路偵測到電阻上的壓差超過 330 mV 時，表示電流過大，電感已經進入飽和狀態，此時會啟動另外一個充電電路，用極快的速度將震蕩控制電容器充電到 1.25 V，快速結束充電周期，開始放電周期。

震蕩電路的輸出經過 gating logic 后，大致上是在充電周期時打開開關晶體管對電感充電、在放電周期時關閉開關晶體管，不對電感充電，因此一旦電流偵測電路偵測到電流太大，就會停止對電感的充電，避免繼續讓過大的電流流入已經飽和的電感。

但由于偵測電路仍然需要偵測到過大的電流才會觸發這個提早關閉開關晶體管的機制，因此電感仍然會承受一小段時間的飽和，這對電路工作的整體效率來說仍然是不好的，所以在零件選用時，我們還是傾向使用感值夠大的電感，確定它在這個電路的各種工作狀態中都不會飽和，避免觸發過電流保護。

小結

這回我們介紹了 MC34063A 內部的結構，以及幾個主要區塊的功能。下一回我們要繼續介紹 MC34063A 的電路設計，以及設計時的各種考慮。

審核編輯：劉清