本文導讀

ADC的主要參數指標分為靜態參數和動態參數兩類，基于這兩類指標，本文將對先楫半導體HPM6750 MCU片內16位ADC的精度進行全面測試，一起看看結果怎么樣。

ADC參數測試原理

1、ADC參數

國內16位SAR型ADC芯片目前較少，MCU內置16位SAR型ADC的則更少。如何衡量ADC的性能，參考S*公司帶有16位ADC的MCU芯片S**32H750手冊，分為靜態參數、動態參數兩部分，如表 1.1、表 1.2所示。

靜態參數主要有差分非線性（DNL）、積分非線性（INL），衡量ADC測量直流及低頻信號時的性能。

表 1.1 ADC的靜態參數（S**32H750）

動態參數主要有有效位數（ENOB）、信噪失真比（SINAD）、信噪比（SNR）、總諧波失真（THD），衡量ADC測量交流動態信號時的性能，例如測試1KHz正弦波。

表 1.2 ADC的動態參數（S**32H750）

1.2 IEEE1241標準

IEEE1241對ADC器件的指標參數和測試方法進行定義，是一種為ADC器件廠家制定的標準。ADI和TI等廠家的獨立ADC芯片、MCU廠家的片內ADC，均遵循該標準的方法，進行靜態參數和動態參數的測試。 IEEE1241于2000年發布，較新的版本為IEEE1241-2010。ADC測試評估的主要任務是確定其電壓傳輸關系，理想情況下輸入電壓與ADC輸出代碼中點的傳輸關系是一條直線，每個輸出代碼的寬度相同。實際的電壓傳輸關系不同于理想情況，IEEE1241標準給出了幾種可選的測試步驟和方法。一種方法是使用斜坡電壓信號，通過復雜的伺服環路系統，使用比被測ADC分辨率高得多的DAC，精確步進，得到被測ADC各個LSB的實際跳變電壓。 另一種方法是使用正弦波信號，該信號必須具有比被測ADC預期信噪失真比（SINAD）至少高20 dB的總諧波失真和噪聲。例如，一個理想16位ADC具有98dB的信噪比（SNR），假設沒有失真，那么SINAD就為98dB。要想對該ADC進行測試，要求使用一個-118dB以上THD+N的正弦波信號。該低失真正弦信號，可以通過多階帶通濾波器實現，硬件相對簡單。因此使用正弦波信號，是目前主要的ADC測試方法。

EEE1241標準的各章節中，給出了基于正弦波信號和統計直方圖，實現靜態參數DNL、INL，動態參數ENOB、SINAD、SNR、THD的測試方法和計算公式。

【6.4節】給出ADC電壓傳輸關系的測試方法。使用一個幅度稍微超過ADC測量范圍的純正正弦波，輸入到ADC，獲取多個連續的采樣數據并統計直方圖，由公式（27）計算電壓傳輸關系。

其中，T[k]是第k個二進制代碼對應的電壓值，Hc[k-1]是累計直方圖，S是總采樣點數。該節還給出了正弦波頻率和ADC采樣頻率的選擇，每次采集的數據點數，總的采集數據點數，正弦波幅度過載量要求。 【7.4.1節】給出增益誤差G、失調電壓Vos的測試方法和計算公式，基于對T[k]的最小二乘法擬合。

【8.2節】給出積分非線性INL的測試方法。測量值T[k]校正增益和失調誤差之后，與理想值Tnom[k]相減，它們的差值代入公式（40），計算輸出碼k處的積分非線性ε[k]。

由公式（40）將LSB單位的INL，換算成百分比形式。

【8.4節】給出差分非線性DNL的測試方法，由公式（43）計算。當DNL[k]＜0.9時，輸出碼k被定義為缺失碼（missing code）。

【8.8節】給出總諧波失真THD的測試方法。ADC 對周期信號進行采樣時，動態誤差和積分非線性都會導致諧波失真，總諧波失真用于量化此類影響。總諧波是指一組目標諧波分量的均方根值（二次、三次等）與所施加信號均方根值的比值，由公式（50）計算。

該節給出了目標諧波的次數要求，由輸入正弦波的最低9個諧波組成，包括第2次到第10次。用于計算的采樣數據中，應該包含整數個輸入正弦波周期，以最小化頻譜泄漏，例如10個整周期。

【9.2~9.4節】給出SINAD、SNR、ENOB的測試方法。將指定頻率和幅度的純正正弦波輸入到ADC，首選幅度接近滿量程的大信號，但是不能出現削波（例如95%FS信號）。首先計算噪聲和失真NAD，通過計算測量數據波形的DFT頻譜，從頻譜中刪除直流和測試頻率處的分量后，所有剩余傅立葉分量的和方根是NAD，由公式（67）計算。

通過將NAD和Arms代入公式（66），計算SINAD。

通過將NAD、Arm、THD代入公式（69）和（68），計算SNR。

通過將NAD代入公式（70），計算ENOB。其中εQ是理想的量化誤差rms值，等于LSB/√12。

根據IEEE1241標準的以上計算過程和公式，編寫科學計算軟件代碼，可以實現各參數的測量。

測試環境搭建

2.1 硬件框圖

ADC測試的硬件由正弦波信號源、HPM6750測試板、USB轉TTL線、U盤等組成，如圖 2.1所示。正弦波信號源通過SMA連接線，連到HPM6750測試板。

圖 2.1 測試環境硬件框圖

靜態參數測試時，需要大量采樣數據，采樣數據先存儲在HPM6750測試板的內存中，之后多份采樣數據存儲到U盤中。動態參數測試時，需要的采樣數據較少，采集完成之后直接通過HPM6750的UART打印，由TTL轉USB線傳輸到電腦進行計算。

電腦上需要的軟件工具如表 2.1所示。

表 2.1 測試所需的軟件工具

2.2 正弦波信號源

用于測試的正弦波信號需要具有比被測ADC預期信噪失真比（SINAD）高20 dB左右的總諧波失真和噪聲。一個理想16位ADC具有98dB的信噪比（SNR），如果沒有失真，SINAD為98dB。因此，需要一個-118dB以上THD+N的正弦波信號對16位ADC進行測試。

本測試使用TI 的PSIEVM精密信號注入器，板上有8階帶通濾波器生成低失真正弦波，THD參數為-123dB，以符合測試要求。PSIEVM板如圖 2.2所示，它的正弦波輸出頻率固定為2KHz，輸出幅度和直流偏移電壓可調，配套有PC端的GUI界面進行設置。

圖 2.2 正弦波信號源PSIEVM板

需要注意PSIEVM板的輸出阻抗，需要手工改成50Ω。

2.3 外圍電路要求

HPM6750片內ADC的外圍電路設計，對保證ADC的信噪比，至關重要。SAR型ADC可以等效理解為一個多輸入端口的比較器，模擬電源AVDD、基準輸入VREFH、接地平面、輸入通道上的噪聲直接影響ADC輸出代碼的跳動。 本測試使用專用的HPM6750測試板，如圖 2.3。

圖 2.3 HPM6750測試板 HPM6750測試板的ADC外圍電路處理方式如下文所述，硬件設計時建議參考處理。 【模擬電源AVDD】通過LDO從數字電源5V獲得低噪聲模擬電源。需要注意LDO的電源抑制比在10kHz及以上頻率時下降，導致高頻紋波和尖峰噪聲仍可以傳導至LDO輸出。建議在LDO之前加入10Ω左右電阻和磁珠與輸入端10uF左右電容，形成低通濾波，濾除高頻紋波與尖峰噪聲。 【基準VREFH】基準電路設計包括兩部分：電容選取、基準噪聲。VREFH管腳位置的大電容是片內SAR型ADC的一部分，此類ADC基于開關電容電荷重新分配原理，在確定輸出代碼LSB過程中，需要從VREFH管腳獲得瞬態電荷。例如，使用了兩個10uF的X5R材質低ESR陶瓷電容和104電容并聯，并且在PCB布局時以盡量短的走線和覆銅連接到VREFH管腳，電容的接地焊盤需要就進放置多個過孔至PCB接地平面，以降低連接阻抗。 基準的噪聲需要選擇低噪聲基準。例如，使用了低成本的AZ432搭建3.1V基準，低頻噪聲10uVpp，典型溫漂20ppm。對溫漂有更高要求時，可以選用TPR3525，低頻噪聲50uVpp，典型溫漂10ppm。 【接地平面】AGND和VREHL管腳需要就近放置過孔，連接到接地平面。PCB布局時需要把模擬器件、數字器件分區域放置，引導數字信號的開關電流不流經模擬電路的低平面，以避免串入數字開關噪聲。詳細地平面設計說明參考資料[6]。 【輸入通道】需要注意，本測試中輸入通道不能有普通電容，普通電容的容量隨輸入電壓變化，使得低通截止頻率變化，會引入明顯失真。正常使用時，輸入通道需要限制信號帶寬，例如加入RC低通濾波，限制寬帶噪聲。

使用以上處理，HPM6750測試板的測試數據詳見5.1節的表5.1。

靜態參數測試

3.1 測試條件

使用正弦波輸入信號，基于概率密度原理和累計直方圖測試DNL、INL。當輸入信號是理想正弦波時，ADC以固定頻率采集，所輸出數字代碼的出現概率，理論上為固定值，如圖 3.1所示。出現概率通過某一數字代碼的出現次數，除以總采樣點數計算。各個輸出數字代碼的測試出現概率，與理想出現概率之間的差值，是這個代碼的寬度誤差。統計最大寬度誤差，得到差分非線性DNL。得到DNL之后，DNL的累計誤差是積分非線性INL。

圖 3.1 正弦波輸入時的ADC輸出代碼直方圖

圖 3.1的直方圖高度非線性，不能直接計算，通過累計直方圖實現積分計算，可以實現直方圖線性化（參考資料[3]）。IEEE1241標準6.4、7.4、8.2、8.4節，給出了以上基于正弦波信號和概率密度直方圖方法的計算過程、公式、及測試條件。

結合IEEE1241中6.4節要求，本測試實際使用測試條件設置如圖 3.1所示。

表 3.1 靜態參數測試條件

【輸入信號幅度】IEEE1241的6.4節描述，輸入信號幅度需要輕微超出ADC測量范圍，過載量根據輸入噪聲而定。因為在輸入正弦波的波峰、波谷位置，ADC兩個臨近輸出代碼對應的輸入電壓差小，容易受噪聲影響。本測試中，選用10%過載量，根據ADC輸入范圍0~3.1V，PSIEVM輸出正弦波幅度設置為-0.3~3.4V，offset設置為1.55V。 【ADC采樣速率】IEEE1241的6.4.1節描述，采樣速率和輸入信號頻率必須互為質數，實現均勻遍歷到所有的ADC輸出代碼。本測試中，輸入正弦波頻率2KHz，采樣速率664Ksps，每個周期獲得332個采樣點，具有332個不同輸出代碼，通過小數位頻率和大量采樣點，實現均勻遍歷所有的輸出代碼。 【采樣點數】IEEE1241的6.4.1節描述，每一次采集的連續采樣點數，包含整數個輸入信號周期。這樣保證每次的采樣點在0~2π的相位上均勻分布。因為會使得多次采集的數據進行拼接時，輸出代碼的出現概率均勻分布。本測試中，每次采樣點數約120K。 IEEE1241的6.4.3節描述，根據概率密度進行測試時，樣本數量與測試精度、置信度的計算公式。本測試中使用大約30M采樣點進行計算，存儲在U盤中。

3.2 測試步驟

靜態參數測試時，單次的連續采樣數據，MCU先存儲在HPM6750測試板的內存中，然后順序存到U盤中，將多份采樣數據拼接成幾十兆采樣點的數據記錄文件，用于參數計算。測試的步驟如下。

(1) PC上位機設定正弦波信號源PSIEVM的頻率頻率、幅度、失調，使能輸出；

(2) Segger Embedded Studio環境中啟動ADC采集數據，并存儲到U盤；

(3) U盤中的數據記錄文件復制到電腦，數據文件的路徑寫入科學計算軟件；

(4) 運行科學計算軟件代碼計算DNL、INL；

(5) 查看科學計算軟件輸出的圖表和數據。

3.3 測試數據

本測試中從U盤讀取的33M采樣數據文件大小為128MB，導入科學計算軟件獲得的輸出代碼直方圖如圖 3.2所示，其中橫軸X為ADC的輸出代碼值，縱軸Y為該代碼的出現次數，以對數坐標顯示。可以看到圖 3.2包含了0~65535個輸出代碼，符合16位ADC的輸出代碼個數。

圖 3.2 采樣數據直方圖

3.3.1 DNL

采樣數據通過科學計算軟件計算得到的DNL，如圖 3.3所示，DNL最大值為+1.1~-0.92LSB。

圖 3.3 DNL測試數據

3.3.2 INL

采樣數據通過科學計算軟件計算得到的INL，如圖 3.4所示，INL最大值為+4~-4.2LSB。

圖 3.4 INL測試數據

3.3.3 小結

根據以上測試數據，HPM6750片內16位ADC測得DNL為+1.1/-0.92LSB，INL為+4/-4.2LSB。

動態參數測試

4.1 測試條件

使用正弦波輸入信號，基于FFT頻譜分析，從頻譜成分計算出SINAD、ENOB、SNR、THD參數。將噪聲和諧波成分等效到ADC輸入端，根據理想ADC的信噪比公式，可以得到有效位數ENOB。IEEE1241的9.2~9.4節，描述基于FFT方法的ENOB等參數計算過程、公式、及測試條件。

結合IEEE1241要求，本測試實際使用測試條件設置如表 1.1所示。

表 4.1 動態參數測試條件

【輸入信號幅度】IEEE1241的9.2.3節描述，輸入信號幅度接近ADC的滿量程，但是不能出現削波。因為信噪比SNR和失真THD直接和輸入信號幅值相關，但是幅度過大，接近削波時，將出現明顯失真。本測試中選用93%FS，根據ADC輸入范圍0~3.1V，PSIEVM輸出正弦波幅度設置為0.0775~3.0225V，offset設置為1.55V。 【采樣速率】IEEE1241的9.3節描述，可選相干采樣，或非相干采樣加窗。本測試中選用后者，為了衡量ADC性能，采樣速率選用最高值2MSPS。 【采樣點數】IEEE1241的9.4.3節描述，采樣點數增加時，隨機噪聲對正弦波測試結果的影響降低，可重復性更好。采樣點數不應過多，以免正弦波信號源或ADC時鐘信號中的頻率漂移或相位噪聲影響結果。本測試中選用20個整周波采樣點數，即20K samples。

4.2 測試步驟

動態參數測試時，采樣數據需要較少，ADC采集20個輸入信號周期的連續數據，采集完成之后通過HPM6750的UART打印，通過TTL轉USB線傳輸到電腦進行計算。

(1) PC上位機設定正弦波信號源PSIEVM的頻率頻率、幅度、失調，使能輸出；

(2) Segger Embedded Studio環境中啟動ADC采集數據，并通過UART打印；

(3) 采樣數據文件的路徑寫入科學計算軟件；

(4) 運行科學計算軟件代碼計算ENOB等參數；

(5) 查看科學計算軟件輸出的圖表和數據。

4.3 測試數據

本測試中從UART打印20K點數據，導入科學計算軟件看到的原始數據波形如圖 4.1所示，可以看到波形幅值接近滿量程。

圖 4.1 動態參數測試數據的原始波形

4.4 ENOB、SINAD、SNR、THD

通過科學計算軟件計算輸出的頻譜如圖 4.2，藍色是輸入信號，紅色是諧波，黑色是噪聲。

圖 4.2 動態參數測試數據的頻譜

通過科學計算軟件計算輸出的動態參數值如表 4.2。需要注意動態參數測試與噪聲相關，容易受干擾，需參考2.3節的描述仔細設計ADC外圍電路。

表 4.2 動態參數測試數據

HPM6750片內16位ADC的采樣速率最高可以設置至4MSPS，這種情況下的動態參數測試值如表 4.3。可以看到，ENOB等參數有一定幅度下降，需要更高采樣速率而不是更高精度時，可以選擇使用該設置。

表 4.3 動態參數測試數據（4MSPS）

4.5 小結

根據以上測試數據，HPM6750片內16位ADC在2MSPS最高采樣速率下，測得ENOB為12.1位，SINAD為74.6dB，SNR為74.7dB，THD為-88.9dB。

采樣速率最高可支持至4MSPS，測得ENOB為11位。

測試總結

5.1 實測參數與手冊參數對比

匯總以上測試數據，HPM6750片內16位ADC的靜態參數和動態參數如表 5.1所示。表中與HPM6750手冊中的參數進行了對比，可以看到實測參數基本與手冊符合。

表 5.1 實測參數與手冊參數

如下表，靜態參數部分與國外領先廠家的同類型SOC片內16位ADC參數進行對比。HPM6750的靜態參數較好，DNL優于對比型號。INL約為±4LSB，優于S**32H750，與Lxx553x接近。

表 5.2 與國外廠家的靜態參數對比

如下表，動態參數部分與國外領先廠家的同類型SOC片內16位ADC參數進行對比。HPM6750的動態參數與對比型號基本在同一水平，ENOB為12.1位，S**32H750為12.2位，Lxx553x為11.8位。

表 5.3 與國外廠家的動態參數對比

通過以上對比，HPM6750片內16位ADC的實測數據具有與同類型號S**32H750、Lxx553x幾乎等同的性能，ENOB有效位數為12位，INL較好約±4LSB。

5.2 有效位數的區別

對于高分辨率ADC，關注實際能做到多少位，但是大部分情況下不具備搭建IEEE1421中正弦波測試環境的條件，測試有效位數ENOB。通常使用測量DC電壓的方式，統計輸出數據不跳動的位數，檢查ADC的無噪聲分辨率NFR。需要區分無噪聲分辨率NFR，不等同于手冊中的有效位數ENOB。NFR是測量直流或低頻信號時，所關注的不跳動位數，而ENOB是測量交流動態信號關注的有效位數。NFR測量的是噪聲的峰峰值，但沒有包括ADC的非線性，ENOB測量的是噪聲的均方值，還包括了ADC的非線性。高速ADC的手冊中通常只標注動態參數ENOB，沒有標注NFR，但是在ADC的非線性遠小于噪聲的峰峰值的情況下，可以從動態參數ENOB，估算能夠獲得的NFR。 【無噪聲分辨率NFR的測試方法及計算】無噪聲分辨率衡量ADC能夠測量到最小直流信號，測試方法：輸入端接地，或連接到一個通過大電容深度去耦低噪聲的直流電壓，然后采集大量采樣點，并將其表示為直方圖。外圍電路設計良好時，等效到ADC輸入端的噪聲為白噪聲，直方圖呈正態分布。直方圖的代碼分布個數，表示峰峰值噪聲，對應無噪聲分辨率。 【有效位數ENOB的測試方法及計算】有效位數衡量ADC能夠測量到的最小交流信號。測試方法：輸入正弦信號，對采樣數據進行FFT分析，計算所有噪聲（包括量化噪聲）和失真項的和方根值SINAD，并等效為ADC輸入噪聲，代替SNR，根據理想N位ADC的理論SNR公式，換算位數N。

SNR = 6.02N + 1.76dB

【通過ENOB估算NFR】根據參考資料[5]，針對交流輸入信號的ENOB，與直流低頻信號的無噪聲分辨率NFR，有如下的換算關系：

ENOB = NFR+0.92

對于直流低頻信號，ADC的ENOB約比NFR大1位（0.92位）。但是以上計算過程，沒有考慮ADC非線性，外圍電路噪聲、以及輸入信號噪聲影響，是理想情況下能獲得的無噪聲分辨率NFR。實際電路中，NFR與外圍電路直接相關，ADC外圍AVDD管腳、VFEFH管腳、接地平面，以及直流輸入信號自身的噪聲，均會直接影響ADC輸出代碼跳動，需要仔細設計外圍電路和PCB（參考資料[6]），才能獲得預期的無噪聲分辨率。 測量直流低頻信號時，除了硬件措施，對高速ADC輸出代碼做數字平均濾波，是提高無噪聲分辨率的有效方法。HPM6750片內16位ADC，做數字平均之后的無噪聲分辨率如表 5.4所示。被測的信號是一節1.5V干電池，可以看到平均4次之后，NFR為11位以上；平均32次之后，NFR為12位以上。

表 5.4 HPM6750數字平均之后的無噪聲分辨率

審核編輯 ：李倩