作者：Harry Holt and Michael Skroch

符號是幫助還是阻礙我們對設計的思考？

符號很重要，但如果符號可以表示幾件事呢？

正如我們將看到的，這可能會導致問題。在模擬世界中，三角形可以代表運算放大器、比較器或儀表放大器。您可以強制其中一個執行其中一個的功能，但系統性能不會是最佳的。讓我們看看它們的差異以及需要注意的事項，以便我們可以在可能的情況下圍繞它們進行設計。正如我們將看到的，在某些情況下，您甚至不想嘗試使用錯誤類型的零件進行設計。

請看圖1，哪個三角形是運算放大器？哪個三角形是比較器？哪個三角形是儀表放大器？答案是：

他們都是！

圖1.運算放大器、儀表放大器和比較器。

那么，有什么區別，我們為什么關心？從表1可以看出，幾個特性存在一些很大的差異，但它們在電路和系統層面意味著什么？

讓我們看看你怎么會惹上麻煩...

反饋

運算放大器具有巨大的收益。我們在工程學院被告知在兩個輸入之間的差異等于零的情況下開始分析。但在現實生活中，這不可能是真的。如果開環增益為100萬，則要獲得5 V輸出電壓，輸入端必須有5 μV電壓。對于可用的電路，我們需要應用反饋，因此當輸出試圖過高時，控制信號會反饋到輸入端，抵消原始激勵，例如負反饋。當用作比較器時，在沒有反饋的情況下，輸出將猛擊一個電源軌或另一個電源軌;有了積極的反饋，它將朝著同一個方向走得更遠。因此，運算放大器需要負反饋。事實上，當一些運算放大器用作沒有反饋的比較器時，電源電流可能比數據手冊中的最大值高5至10倍。1

然而，對于比較器來說，積極的反饋正是我們所需要的。在沒有反饋的情況下，如果比較器的一個輸入緩慢地越過另一個輸入的電平，輸出將慢慢開始變化。如果系統中存在噪聲，例如接地反彈，輸出可能會反轉，這在控制系統中肯定是不可取的。但隨后它開始變回去，導致振蕩行為，有時稱為顫振（參見MT-083中的圖52).增加正反饋（也稱為遲滯）的好處在Reza Moghimi的文章“用滯后治療比較器不穩定性”中得到了很好的介紹。3

圖2.經典的 3 運算放大器儀表放大器。

對于儀表放大器，反饋已經是內部的，因此增加反饋只會產生不準確的增益。利用運算放大器構建儀表放大器的典型方法如圖2所示。

注意：每個運算放大器都有反饋。讓我們首先使用標準負反饋圖（見圖3），儀表放大器為G，所需增益為10，這意味著反饋因子為0.1。接下來，選擇儀表放大器固定增益100。使用公式1，實際閉環增益為9.09，誤差接近10%。因此，使用儀表放大器三角形作為運算放大器并在其周圍放置反饋是沒有意義的。

對于運算放大器，我們確實需要負反饋;對于比較器，我們確實需要積極的反饋;對于儀表放大器，我們不需要任何反饋。

開環和閉環增益

對于運算放大器，從公式1可以看出，開環增益越高（A卷），閉環增益將越精確。大多數運算放大器的開環增益在100，000到1000萬之間，但一些較舊的高速運算放大器可能低至3000。如前所述，開環增益越高，閉環增益誤差越低。

對于比較器，如果輸出端的邏輯擺幅為3 V，并且需要1 mV閾值，則最小增益需要為3000。較高的增益將提供更小的不確定窗口，但如果增益過高，微伏噪聲將觸發比較器。

對于儀表放大器，開環增益的概念并不適用。

輸入電容器

電容器通常被添加到電路中以限制帶寬。從圖4看，乍一看，R1和C1似乎形成了一個低通濾波器。這不起作用，并可能導致振蕩。反相放大器的反饋因數為R2/R1，但在圖4中，反饋因數為R2/（R1 + Xc）。隨著頻率的增加，反饋因數增加，因此噪聲增益以+20 dB/十倍頻程上升，而運算放大器開環增益以–20 dB/十倍頻程下降。它們以 40 dB 的分貝交叉，根據控制系統理論，這保證了振蕩。限制電路帶寬的正確方法是將電容放在R2兩端。

圖4.嘗試降低運算放大器帶寬。

比較器通常沒有負反饋網絡，因此圖5中比較器前面的簡單R和C構成一個低通濾波器效果很好。R海斯應該比R7大得多，兩者分壓輸出擺幅以提供少量的正反饋（遲滯）。如果比較器具有內置遲滯，例如LTC6752或ADCMP391，則R7和R海斯未使用。

圖5.具有LPF和遲滯的比較器。

對于儀表放大器，輸入端的電容是完全可以接受的，如圖6中的C4所示。ADI公司儀器指南第5章中的圖4顯示每次使用儀表放大器時要做的好事。如果用適當的走線和焊盤布置印刷電路板以允許添加兩個電阻器和三個電容器，則可以從 0 Ω 個電阻和無電容器開始，并測量系統性能。通過調整五個分量的值，可以獨立設置共模滾降和普通模式滾降（有關詳細信息，請參閱指南）。

圖6.儀表放大器前的RFI濾波器。

Outputs

運算放大器或儀表放大器的輸出擺幅從靠近一個電源軌到另一個電源軌。根據輸出級是使用共發射極還是共源極配置，其電壓可能在25 mV至200 mV范圍內。這將被視為軌到軌輸出。如果運算放大器由+15 V和–15 V供電，則不方便與數字電路接口。已經嘗試過的一種糟糕的解決方案是在輸出端放置二極管箝位，以保護數字輸入免受損壞。相反，運算放大器電流會變得很高，運算放大器會損壞。將運算放大器連接到數字邏輯有更復雜的方法，但何必呢？只需使用比較器即可。

比較器可以具有CMOS圖騰柱輸出，或者NPN或NMOS集電極開路或漏極開路輸出。雖然集電極開路或漏極開路輸出需要上拉電阻，導致上升和下降時間不相等，但它確實具有在一個電壓（例如5 V）下工作比較器并與工作在不同電壓（如3.3 V）下的邏輯接口的優勢。

重要規格

對于運算放大器，我們需要高于最高信號頻率的增益帶寬，以保持較低的閉環誤差。從公式1可以看出，增益帶寬規則應該是最高信號頻率的10到100倍。如前所述，從公式 1 中，請注意 A卷是頻率的函數，會影響閉環精度。相位裕量也很重要，并且會隨容性負載而變化，因此規格表應明確說明測試條件。對于直流精度，失調電壓應較低。對于經過調整的雙極性運算放大器，25 μV至100 μV很好;對于FET輸入運算放大器，200 μV至500 μV很好。自動歸零/斬波器/零漂移運算放大器幾乎始終低于20 μV最大值，這是在整個溫度范圍內。有關示例，請參見一些典型的運算放大器數據手冊，例如OP27、AD8610或ADA4522。

圖7.具有高共模擺幅的雙向電流檢測。

傳播延遲是比較器的關鍵規格。與過驅動時變慢的運算放大器相反，比較器在過驅動時會變快。規格表有時會具有具有少量過驅（例如5 mV）的傳播延遲，以及具有50 mV甚至100 mV較大過驅的不同延遲。

儀表放大器的首要規格是共模抑制比（CMRR）。您正在嘗試在大共模電壓之上提取非常小的差分信號。與許多規格一樣，這隨頻率而變化，有時會列出直流CMRR或非常低頻率的CMRR。通常提供CMRR與頻率的關系圖。例如，如果您嘗試檢測H橋電機驅動器中的電流，如圖7所示，這一點非常重要。

對于儀表放大器來說，這可能是最困難的應用，因為共模電壓從一個電源軌附近變為靠近另一個電源軌，并且電流會迅速反轉。增益帶寬和壓擺率都很重要。

編程

從這個意義上說，編程并不意味著編寫代碼;這意味著配置器件以滿足系統要求（盡管有些儀表放大器確實具有帶有SPI端口和寄存器的傳統軟件編程功能）。

對于運算放大器，我們配置具有負反饋的器件。這可以是純電阻元件，但通常電阻與電容器并聯使用以限制帶寬。這有助于提高信噪比，因為噪聲將在整個范圍內積分，即使我們只使用其中的一部分。您也可以單獨使用電容器，并獲得積分器或微分器。

比較器應始終具有一些正反饋，以確保一旦輸入迫使輸出移動，輸出就會加強移動（參見圖4和圖5）。圖片和計算包含在MT-083中。一些比較器確實有內部遲滯，但如果需要，您通常可以添加更多。一些具有內部遲滯的比較器有一個引腳，用于添加電阻以稍微改變量。

可以使用運算放大器作為比較器，但這并不理想，并且有幾個考慮因素。您必須是一個好的模擬者才能在生產環境中僥幸逃脫。MT-083 中有一些注意事項，并且已經寫了許多贊成和反對的文章。如果您喜歡危險的生活，請參閱參考資料。

比較器幾乎總是用電阻器編程。您可以添加一個高阻值電阻器以提供一點正反饋，也可以使用電容器進行交流反饋以避免增加直流遲滯。一些比較器具有內置遲滯，但同樣可以通過添加少量正反饋來增加遲滯。

最后的考慮

當嘗試使用運算放大器作為比較器時，會發生一些微妙的事情。相當多的低噪聲雙極性運算放大器在輸入之間具有反并聯二極管。大多數比較器的輸入共模范圍占總范圍的80%或更多。但一些低噪聲、雙極性運算放大器在輸入之間有一個或兩個二極管串聯。這是為了防止輸入級與發射極基極結之一齊納林，這會隨著時間的推移降低噪聲性能。

因此，在3.3 V系統中用作電源良好指示器閾值電平為3 V的比較器時，一個輸入端為3 V，另一個輸入端為0 V，因此這些二極管限制了運算放大器輸入端允許的最大差分電壓。

總結

對于許多應用，運算放大器的選擇取決于您關注的是直流精度、交流精度、輸入失調電壓、增益帶寬還是電源電壓。到2020年，您有超過700種可供選擇。比較器的關鍵參數通常是傳播延遲和電源電壓。選擇稍微容易一些，有 122 個零件可供選擇。儀表放大器的主要標準是CMRR與頻率的函數關系，但接近直流、失調電壓和增益精度也很重要。因為儀表放大器是一個更專業的部分，所以“只有”63種選擇。

選擇正確的零件將在未來幾年內實現無故障、值得生產的設計。