測試精密儀器需要超低失真和低噪聲高性能信號發生器。需要新的概念來確保高性能水平的表征。ADMX1002等參考設計利用高性能精密數模轉換器（DAC）簡化了這項任務，這些轉換器的精度和分辨率達到了前所未有的水平。1此外，添加新穎的數字預失真算法可以進一步增強測試信號保真度，以小巧、低成本的外形尺寸實現前所未有的低失真信號。

介紹

精密模數轉換器 （ADC） 和高保真音頻設備（編解碼器、MEMS 麥克風等）的發展繼續增加自動化測試設備 （ATE） 對高性能音頻和任意信號生成的需求。表征、驗證和測試這些器件的直流和交流特性所需的多種高性能儀器對開發和生產測試的成本產生了溢價，有時甚至禁止或限制了測試覆蓋率。

在可能的情況下，測試工程師會開發內部解決方案作為替代方案，但這是以犧牲時間和資源為代價的。ADMX1002超低失真信號發生器模塊等參考設計旨在提供一種替代方案來加速這一發展。

圖1.ADMX1002 超低失真和低噪聲信號發生器。

ADMX1002解決了硬件和軟件開發方面的挑戰。除了通過簡單的串行接口抽象化設計復雜性外，它還可自動生成多個正弦波和任意波形。此外，ADMX1002采用新穎的數字預失真算法，進一步提高了信號鏈中DAC和放大器的性能。

高性能混合信號測試需求

現代ADC和其他混合信號器件通常需要一個源來測試高性能直流和交流特性。在所有情況下，源必須超過被測器件 （DUT） 的性能。

執行直流測試以確保沒有失碼，并驗證差分非線性（DNL）、積分非線性（INL）以及失調和增益誤差。這些測試需要低噪聲和高分辨率直流耦合、單脈沖、線性信號，例如斜坡，以表征INL和DNL性能。對于這種類型的測試，需要高分辨率來執行ADC中的所有可用代碼。

交流測試可驗證總諧波失真 （THD）、信噪比和失真比 （SINAD） 和無雜散動態范圍 （SFDR） 等規格。這些測試通常使用最高質量的音調（正弦波）進行，這意味著它不應包含任何高于目標規格的諧波含量。為了 完成 此 任務， 測試 工程 師 可以 使用 定制 濾波 器 來 消除 測試 信號 中 不需要 的 失真 產物， 從而 增加 系統 的 復雜 性 和 成本。然而，來自源頭的寬帶噪聲很難在目標信號周圍濾除。來自源頭的噪聲需要低于被測ADC的本底噪聲，以確保其不會降低所需的測量目標。

以下數據手冊總結了高性能ADC的規格：AD4020/AD4021/AD4022、ADAQ23878和AD7134，如表1所示。從此表中，我們可以看到我們的目標是使THD優于-123 dBc。

低失真的關鍵設計考慮因素：分辨率和線性度

失真可以表示為任何給定點的信號幅度誤差。這些誤差會導致偏離其理想信號形狀。對于數字合成信號，具有低至最低有效位（LSB）保證線性度的真正高分辨率DAC是準確表示目標信號的每個樣本的關鍵。由于INL和DNL是量化轉換器與其理想傳遞函數偏差的指標，因此這些線性誤差對高保真信號的再現有直接影響。

由于周期信號的失真通常以THD表示，因此我們需要量化分辨率和INL對THD的影響，以便做出適當的DAC精度選擇。為了觀察低THD，需要低本底噪聲，這意味著需要高信噪比（SNR）。從根本上說，轉換器的SNR受到其量化噪聲的限制。人們普遍認為，信噪比和分辨率通過表達式相關

其中 N 是轉換器中可用的位數，fs是采樣率，BW是測量的帶寬。2從表1中，我們可以看到至少需要一個優于100.5 dB的SNR，或者理想情況下需要三倍，即大約110 dB。假設帶寬達到第一個奈奎斯特區，則110 dB SNR所需的分辨率為18位。

接下來，我們需要量化INL和THD之間的關系。為此，我們假設DAC具有弱二階INL。它的傳遞函數可以用多項式表示

其中y是DAC的輸出（以伏特為單位），x是輸入代碼。第一項的系數a表示與輸入代碼和輸出電壓相關的理想因子。第二項代表INL，其系數b遠小于a。使用該DAC產生余弦信號x（t） = cos（ωt）將導致輸出

因為三角恒等式

我們可以將DAC輸出端的信號表示為

第二項現在顯示二次諧波失真（HD2）。這種關系表明INL對低失真信號的產生施加了基本限制。該分析也適用于高階INL項，這些項會產生高次諧波失真分量。例如，添加幅度c的三階非線性項會產生信號3:

假設我們采用18位DAC（根據我們的SNR計算），三階INL為2 LSB，則由三次諧波引起的失真預計為

這將達不到我們優于?123 dBc的設計目標。再增加兩個位將使失真再降低12 dB，達到?126 dBc。這意味著我們至少需要一個具有20位分辨率的DAC來實現失真目標。

信號生成路徑設計

要設計能夠滿足失真和噪聲要求的源，首先要設計幾個關鍵元件：DAC及其基準電壓源電路。這項任務可通過AD5791 20位精密DAC實現。如果使用10 V輸出范圍，其高分辨率和優于1 LSB的線性度可確保最準確地再現誤差小于10 μV的信號電平。

輸出信號路徑的簡化圖如圖2所示。兩個AD5791以相反的極性工作，以實現全差分路徑，從而進一步提高SNR，并將目標信號與地引起的串擾解耦。LTC6655等低噪聲基準電壓源與AD8676精密運算放大器相結合，可為每個AD5791的高線性度雙極性操作提供必要的正基準電壓源和負基準電平。

圖2.ADMX1002 框圖。

由于AD5791采用高精度架構，使用精密DAC生成信號時遇到的一個常見挑戰是代碼轉換之間產生的毛刺能量。4毛刺會扭曲正在生成的信號的時域特性，從而向DUT提供不需要的能量。對于周期性信號，這些毛刺會在頻域中產生與基頻諧波相關的雜散內容。這個問題的一個可能的解決方案是過濾毛刺能量，這會大大降低信號帶寬和信號源的建立時間。更好的解決方案是基于采樣保持電路實現去毛刺器5采用低電荷注入模擬開關，如運算放大器ADG1236和運算放大器AD8676。

圖3顯示了去毛刺器之后（頂部）和之前（底部）的10 kHz方波。底部跡線顯示了AD5791輸出端存在的代碼轉換毛刺。DAC和去毛刺器更新速率為1 MHz。來自開關的殘余電荷注入與產生的信號不諧波相關，可以通過輸出端的重建濾波器輕松濾除。

圖3.去毛刺器操作。時間刻度：5 μs/格靈敏度：5 mV/格測量帶寬：50 MHz。

去毛刺電路產生的信號經過濾波，然后使用采用全差分放大器（FDA）ADA4945-1的多級六階低通濾波器到達輸出端。需要這種高階重建濾波器來消除去毛刺器的殘余能量和超出第一奈奎斯特區的圖像，這些能量可能會混疊回DUT的輸入頻譜。6ADA4945-1實現差分輸出，以滿足現代ADC的輸入要求。此外，每個ADA4945-1僅產生1.8 nV/√Hz噪聲，并具有保證的0.5 μV/°C失調漂移，可實現高精度。

數字預失真

數字預失真或DPD是一種用于最小化信號路徑上組件引入的非線性的技術。DPD需要事先了解需要糾正的誤差，以便在工作期間從信號中減去這些誤差。因此，必須首先對信號路徑進行測量。

測量信號路徑誤差的挑戰在于測量路徑需要具有比源路徑更低的失真;否則，來自測量路徑的誤差將被添加到源中，從而降低其性能。即使使用最好的ADC和放大器，實現這一點也不容易。例如，LTC2378-20是一款具有業界領先的固有線性度的20位ADC，可確保±2 ppm INL，是AD5791的INL的兩倍。這意味著不可能通過簡單地數字化其傳遞函數的多個點來測量源路徑的傳遞函數誤差。需要采取更好的方法。

ADMX1002采用獲得專利的DPD算法，可改善用于校正源誤差的測量路徑的線性度。由于目標是降低正弦波形的失真，因此源在測量階段生成單頻音。ADC前面的DPD檢測路徑基于此類信號增強了路徑的整體線性度。

波形的多個數字化段用于在數字域中重建信號，然后將其與數學模型進行比較。從此操作中提取校正參數，并將其應用于正弦波的生成。此過程需要多次迭代才能消除可能損壞結果的隨機錯誤。一旦算法找到最佳校正，它就會停止并存儲上次迭代中使用的參數以生成信號。該算法的簡化流程圖如圖 4 所示。

圖4.在ADMX1002中使用數字預失真生成波形。

由于校正特定于正在生成的信號，因此必須對具有不同幅度和頻率的任何其他信號執行此分析。為了減少在ATE系統中設置不同波形所需的時間，處理后的波形數據可以存儲在板載閃存中，并隨時調用。ADMX1002可以存儲多達15種不同的波形，其中還包括雙音或任意模式。

不帶DPD的信號鏈的失真和噪聲性能如圖5所示。DPD算法對同一單元的影響如圖6所示，總THD超過?130 dBc標記。與沒有DPD的硬件實現的?115 dBc相比，這提高了15 dB。

圖5.ADMX1002的頻譜產生2 V rms，1 kHz，無DPD。

圖6.ADMX1002的頻譜產生2 V rms，1 kHz，帶DPD。

除DPD算法外，幅度校正算法還使用DPD檢測路徑來補償重建濾波器對源路徑施加的衰減。

整個系統的處理、接口和控制由 SoC 執行，其中包括帶有 Arm 內核處理器的 FPGA 結構。執行的任務包括：?

波形合成

預失真算法執行

非易失性模式存儲器管理

去毛刺器的精確定時控制

數據流到數模轉換器

模擬前端開關的控制

電源軌控制和排序

主機接口：SPI、狀態、并行控制

額外的DDR3 SDRAM支持SoC的處理任務，例如直接數據流到數據轉換器。

為系統供電

在將所有部件組合在一起時，硬件設計人員始終面臨著將高性能電源軌引入整個系統的現實。數字元件通常需要在負載點調節多個低壓軌，而模擬和混合信號器件需要與數字元件的電源轉換正確解耦，并使用低噪聲電壓軌供電。為了簡化此任務，ADMX1002包括一個完整的電源子系統，由低壓差（LDO）穩壓器和電源監控器組成，無需生成多個電源軌。

LDO穩壓器消除了來自上游開關模式電源的無用紋波，防止敏感的模擬電路拾取在輸出頻譜中觀察到的雜散。此外，SoC 的關鍵電源軌由 LTC2962 監控，LTC2962 可產生一個電源良好信號，主機系統可輪詢該信號以進行診斷。總體而言，ADMX1002只需要主機提供三個大容量電源軌：+3.3 V、+9.0 V和–9.0 V。簡化的電源樹如圖7所示。

圖7.ADMX1002電源診斷樹。

對于LTM8049來說，從+12 V（基于計算機的測試系統中的共電源軌）等正電源軌生成低噪聲±9.0 V電源軌的任務是微不足道的任務，它不需要外部磁性元件或復雜的布局。同樣，LTM8063也可以將+12 V降壓至+3.3 V。ADM7172-3.3、LT1965和LT3015等其他LDO穩壓器有助于確保沒有紋波電流流入緊密封裝的ADMX1002，以保持干凈的輸出頻譜。圖8中的框圖顯示了EVAL-ADMX1002FMCZ評估板采用的這種配置。

圖8.EVAL-ADMX100XFMCZ 電源樹。

結論

本文 證明 了 通過 精心 設計 的 信號 路徑 和 信號 處理 技術 可以 滿足 對 ADC 和 音頻 測試 的 需求。實現這一目標需要高分辨率DAC，注意確保輸出中沒有毛刺，并采用低失真放大器實現重建濾波器。通過實施使用混合信號算法優化的數字反饋路徑，可以進一步提高性能，以實現精確的信號重建。此外，一種新穎的數字預失真算法可以提取諧波失真信息，用于合成波形，從而補償源路徑的失真。