本文評估了阻性模數轉換器（ADC）前面使用的外部電阻的影響。這些同步采樣ADC系列包括一個高輸入阻抗阻性可編程增益放大器（PGA），用于驅動ADC并調整輸入信號，從而實現直接傳感器接口。但是，設計最終會在模擬輸入前添加外部電阻有幾個原因。以下各節提供了預期增益誤差的理論解釋（隨電阻尺寸的函數關系）以及最小化這些誤差的不同方法。本文還探討了不同校準選項的電阻容差和ADC的輸入阻抗影響。除了理論研究之外，臺架測量還比較了多個器件，以證明片上增益校準功能所達到的出色精度。增益校準功能可在很寬的前端電阻值范圍內實現小于0.05%的系統誤差，無需執行任何校準程序，只需為每個通道寫入一個寄存器即可。

介紹

傳統上，同步采樣逐次逼近寄存器（SAR）ADC被定義為對主要由能源客戶表達的保護繼電器應用的需求的響應。在輸配電網絡中，保護繼電器監控電網，以在盡可能短的時間內對任何故障情況（過壓或過電流）做出反應，以避免嚴重損壞。

為了監測傳輸的功率，需要同時測量電流和電壓。電流通過電流互感器（CT）測量，該變壓器按比例調節電流，提供隔離并通過負載電阻轉換為電壓。電壓通過電阻網絡測量，電阻網絡是一個分壓器，可將電壓從kV范圍縮小到V范圍。ADI公司提供同步采樣ADC以監控電壓和電流，從而簡化雙通道、四通道或八通道器件的功耗計算。圖1所示為通常用于測量單相、多相電氣系統中功率的信號鏈圖，這需要更高通道數的數據采集系統（DAS），即三相加中性線的8個通道。

圖1.電源監控應用中的典型信號鏈。為簡單起見，僅顯示一個階段。

何時使用外部前端電阻器

雖然阻性輸入ADC設計為直接與大多數傳感器接口，但在某些情況下，可能需要在模擬輸入前面放置外部電阻。例如，如果應用需要額外的抗混疊濾波或保護輸入免受過流故障情況的影響，則可能出現這種情況。

抗混疊濾波器

盡管阻性輸入ADC通常提供內部抗混疊濾波器，但許多應用可能會以較低的采樣頻率運行，因此需要較低的轉折頻率。

一個常見的要求是每個電力線周期收集 256 個樣本，也就是說，對于 50 Hz 電網系統，采樣頻率 （fS） 的 12.8 kSPS。

如此低的采樣頻率使得在阻性ADC的輸入前面需要一個外部低通濾波器（LPF），從而抑制高于約6.4 kHz（奈奎斯特頻率（fS/2).這可以通過添加一階RC濾波器來實現。

輸入保護

在其他應用示例中，特別是在保護繼電器市場中，當發生故障時，可能會有過電流流入模擬輸入引腳。為避免損壞器件，絕對最大額定值（AMR）指示將輸入電流限制在10 mA以下。為此，建議放置一個外部串聯電阻，以限制這種潛在的輸入電流。

如果傳感器輸出意外增加到±30 V（因為輸入箝位保護電路可以承受高達±16.5 V的電壓），輸入箝位保護電路將打開并吸收可能損壞器件的大電流。放置一個1.35 kΩ R濾波器在模擬輸入前面可以防止大于10 mA的電流在過應力期間流入;但是，建議使用較大的電阻（例如10 kΩ）來保護最大限度。

圖2.AD7606輸入保護箝位曲線

在任何情況下，必須使用公式2計算出的電阻（即抗混疊濾波器（AAF）或電流限值）中的較大電阻，以確保同時滿足這兩個條件。但請注意，如果在故障條件下模擬輸入信號的潛在過應力低于±21 V，并且不需要外部AAF，則可能不需要外部電阻。

外部電阻引入的誤差

引入此類外部電阻（無論是用于額外濾波還是防止大電流）的缺點是它們對系統精度的影響。例如，AD7606經過工廠調整，可提供極低的失調和增益誤差，即32 LSB1和最大 6 LSB — 在整個溫度和電源范圍內。但是，通過增加外部無源器件，這些規格不再有效，因為系統增益誤差（系統理解為電阻輸入ADC加上前面的電阻）變得大于AD7606的增益誤差。這種系統增益誤差是系統設計人員關注的問題，因為這意味著他們必須自己執行系統增益校準，以便其最終產品達到標準或最終用戶規定的精度目標。系統增益校準可以通過兩種方式完成：

在生產中執行增益校準，即通過校準例程傳遞每個制造系統，存儲校準系數，并使用它們來消除增益誤差。這類似于ADC在IC級的作用，但在系統級。

對每個ADC采樣應用固定校正因子。由于根據下一節給出的分析，系統增益誤差已得到很好的理解，因此數字主機控制器可以將從ADC獲得的每個樣本乘以消除系統增益誤差的因子。這在后面稱為后端校準。

第一種解決方案可能達到最大的精度，但需要較長的生產測試時間，這大大增加了產品的成本。第二種解決方案雖然更便宜，但精度較低，因為它依賴于ADC的典型輸入阻抗，并且意味著使用控制器資源，在某些情況下可能會受到限制。或者，為了避免這兩種并發癥，客戶可以 要求輸入阻抗越來越大，在這種情況下，前端電阻引入的誤差會減小，從而提高系統精度。通過這種方法，問題從系統問題轉移到IC問題。然而，它可能不是最有效的方法，因為增加輸入阻抗意味著必須開發新的解決方案，這需要時間并導致新的問題，例如由于較大的片內電阻而導致更高的噪聲。AD7606B和AD7606C具有片內增益校準功能，可消除外部電阻引入的系統增益誤差，無需執行任何校準即可實現最高精度，因此不會增加系統解決方案的成本。

增益誤差

PGA的增益由反饋電阻（RFB），可通過編程設置模擬輸入范圍和輸入阻抗（R在），這是固定的和 通常為 1 MΩ。這些電阻經過調整以正確設置PGA增益，從而將±10 V或±5 V模擬輸入信號（AIN+/-）向下調節至ADC輸入范圍，即 ±4.4 V，如圖3所示。

圖3.AD7606內部PGA。僅顯示±10 V范圍作為示例。

但是，當串聯電阻放置在PGA前面時，我們將其稱為R濾波器—其增益從理想值修改。該電阻器確實在修改 等式3的分母;因此，系統增益低于調整后的增益。

圖4.AD7606模擬輸入前面的串聯電阻（VX+ 和 VX-） 修改系統增益。

例如，如果在AD7606前面使用30 kΩ電阻，則ADC輸出端的10 V輸入信號不再是10 V信號，因為AD7606的PGA輸出不再是4.4 V。PGA輸出將為4.2718 V，如果我們繪制新的理論系統增益傳遞函數，即大約–3%的增益誤差，如圖5所示，我們可以看到。

圖5.PGA 輸出的振幅隨 R 的大小而減小濾波器.（a） 以伏特為單位顯示 PGA 輸出電壓，（b） 以滿量程的百分比顯示 PGA 輸出電壓。

我們可以將增益誤差計算為R的函數濾波器由：

為了便于評估，公式5可以圖形表示為系統增益誤差，單位為滿量程（FS）與R的百分比濾波器，如圖 6 所示。

圖6.系統增益誤差（滿量程的百分比）與外部R的函數關系濾波器AD7606中的電阻（1 MΩ輸入阻抗）。

圖7.AD7606B的PGA輸出幅度受外部R的影響較小濾波器，因為輸入阻抗較高（5 MΩ）。

AD7606B/AD7606C代產品

在AD7606B項目開發中，定義的三種產品具有輸入阻抗和分辨率，如表1所示。

無論哪種情況，R是否在為5 MΩ或1.2 MΩ，串聯電阻越大（R濾波器），系統增益越低，即增益誤差增加得越多。 但是，R 越大在，對 R 的影響越小濾波器原因，如公式5所示。理論上，對于大至50 kΩ的電阻，系統增益誤差從近5%降至1%。

圖8中5 MΩ和1 MΩ輸入阻抗器件之間的比較顯示了對系統增益誤差的影響。

圖8.系統增益誤差（滿量程的百分比）比較取決于輸入阻抗（R在).

在某些應用中，可以容忍這種增益誤差。如此低的誤差消除了以前對系統校準的需求，這是設計具有更高輸入阻抗的PGA時的目標。但是，在其他一些應用中，1%的系統增益誤差可能仍超過行業標準或客戶規定的要求，因此無論如何都可能需要校準。

后端校準與片上校準

傳統校準在系統工廠測試期間進行。該過程是：

連接零電平（ZS）輸入并測量失調誤差。

刪除偏移。

連接滿量程（FS）輸入并測量增益誤差。

消除增益誤差。

然而，在這種情況下，由于系統增益誤差可以通過公式5很好地理解，因此可以通過對數據進行后處理在控制器端輕松消除，也就是說，添加一個校準因子（K）來恢復公式4中引入的誤差，使得校準后得到的系統增益變得與公式3中定義的理想增益相似。

但這種方法（我們稱之為后端增益校準）有兩個主要缺點：

它消耗控制器端（微控制器/DSP/FPGA）的資源。

它假設 R在作為其典型值，而這些電阻具有15%的容差，因此它因器件而異。

通過掃除 R在從最小值到最大值的值，同時保持校準因子（K）恒定，從公式6和圖10可以看出校準精度如何取決于內部電阻容差，這對用戶來說是不可預測的。

圖9.后端校準塊。校準在主控制器上完成，假設R的典型值在并知道外部電阻值R濾波器.

圖10顯示了后端校準后的理論增益誤差與R的函數關系濾波器，適用于AD760615%容差范圍內的各種輸入阻抗值。如果輸入阻抗與數據手冊的典型規格（綠線）相同，則后端校準可消除R引入的增益誤差濾波器完全。但是，如果在最壞的情況下，控制器假定 R在= 1.2 MΩ（AD7606C-16數據手冊中列出的典型輸入阻抗），但該電阻確實為1 MΩ（數據手冊中列出的最小值），后端校準會失去精度，對于給定R，增益誤差大于0.5%濾波器= 30 kΩ，不符合行業標準要求。

圖 10.后端校準誤差取決于實際 R在價值。

圖 11.片上校準模塊。僅顯示一個通道作為示例。

AD7606B和AD7606C通過提供片內增益校準功能，在幫助創建高精度數據采集系統方面更進一步。1它非常易于使用，無需花費主機控制器資源，也不必在工廠測試期間執行任何測量，從而最大限度地減少系統增益誤差。每個通道有一個寄存器，您可以在其中寫入 R 的值濾波器，ADC之后的數字模塊以數字方式補償該電阻增加的誤差。該用戶可編程數字模塊可補償增益、失調和相位誤差，但本文僅包含增益誤差。該片內增益校準模塊確切知道輸入阻抗（R在），因此它將始終比后端校準更準確，與實際的R無關在和 R濾波器值。

此 8 位寄存器代表 R濾波器整數可變，允許補償高達64 kΩ的電阻，分辨率為1024 Ω。由于這種離散分辨率，如果 R濾波器不是 1024 的倍數，會有舍入誤差。圖12中的曲線顯示了校準后誤差如何保持在±0.05%以下，與R無關濾波器和 R在，前提是它們都用于計算校準系數 （K），假設沒有 R在等于其典型規格，但實際內部測量的R在而是使用值。如果與圖 10 進行比較，則以 R 為例濾波器= 30 kΩ，這意味著誤差減少多達 10×。現在誤差是平坦的，與R無關濾波器，并且 R 越大濾波器誤差減少越大。

圖 12.每個通道的片上校準模塊。

由于輸入阻抗容差會影響校準精度，因此 R濾波器公差也會影響校準精度。但是，有三點需要注意：

R濾波器比 R 小得多在，加上分立電阻容差通常優于內部1 MΩ輸入阻抗容差。

R 引入的錯誤濾波器后端和片上校準方案中均存在容差。

用戶可以最小化 R濾波器通過使用容差較低的分立電阻器實現容差。

在啟用片上校準功能的情況下，可以執行類似的研究，假設 R濾波器而是在其公差的最壞情況下，對于不同的常見公差：5%、1% 和 0.1%。

圖 13.R 的影響濾波器片內校準特性精度上的分立電阻容差（最壞情況）。

工作臺驗證

輸入阻抗的影響

正如前面的理論分析所預期的那樣，圖14和圖15中的臺架數據顯示，輸入阻抗提高了五倍（R在） 將 R 的影響減少大約五倍濾波器電阻器具有系統增益誤差。例如，AD7606前面的20 kΩ電阻（R在= 1 MΩ）會導致約1%的誤差，而AD7606B前面的相同電阻（R在= 5 MΩ）將導致大約0.2%的誤差。但是，只需打開片內增益校準功能即可實現更大的改進。無需進行任何測量;只需編寫 R濾波器值，四舍五入到最接近的 1024 Ω的倍數。這樣，誤差大大降低到0.01%以下，如圖14所示。請注意，此錯誤實際上是總未調整誤差 （TUE），它包括所有潛在的誤差源，因為：

基準電壓源和基準電壓源緩沖器假定為理想狀態。與2.5 V基準電壓源或4.4 V基準電壓緩沖器輸出的任何偏差均未消除。

盡管電阻的容差為1%，但假定電阻在寫入值下為理想值。與預期電阻值的任何偏差都不會消除。

失調誤差不會從測量中消除，AD7606x失調誤差和前端電阻之間的不匹配也不會消除。

圖 14.啟用片內增益校準時AD7606B的總誤差。

圖 15.（a） 系統增益誤差與R的函數關系濾波器AD7606C-16，帶或不帶使能片內增益校準，（b）片內校準圖特寫。

與AD7606B和AD7606不同，AD7606C-16和AD7606C-18的輸入阻抗典型值為1.2 MΩ。由于輸入阻抗較低，該系列中的這些通用器件可實現更低的噪聲和更高的SNR性能。另一方面，當電阻放置在模擬輸入前面時，它們具有類似的系統增益誤差。通過啟用片內增益校準，誤差可以再次 大大降低，降至0.03%以下。

綜上所述，增益誤差均由外部前端電阻（R濾波器），片上校準功能的精度將取決于輸入阻抗（R在），這在每個設備內部都是已知的。對于所有三個泛型，增益誤差與R成線性比例濾波器如果未執行校準，但表 2 顯示了僅三個給定 R 的比較濾波器值以及它如何保持平坦，與該電阻值無關。

然后將該實際數據與AD7606B/AD7606C生成部分獲得的理論數據進行比較。例如，圖16在同一圖中顯示了AD7606C-16上收集的總誤差與R的函數關系。濾波器，啟用片上校準，并在圖13的理論分析中計算最壞情況誤差。盡管在工作臺上收集的誤差數字確實是TUE（假設沒有去除偏移或線性誤差），但它們仍然低于理論數字。這首先表明增益誤差是主要的 對器件TUE的影響，其次，阻性輸入ADC前面使用的實際電阻完全在1%的額定容差范圍內。

圖 16.AD7606C-16的實際結果與理論分析的比較。

在任何情況下，總直流誤差被確認保持在FS以下±0.1%，這是許多應用的目標，無需校準，只需將放置在前面的電阻值寫入ADC，只要小于65 kΩ±1%，就與其值無關。

片上校準與后端校準（工作臺結果）

如理論研究所述，可以在控制器端（MCU，FPGA，DSP）實現簡單的校準系數。然而，這帶來了兩個主要缺點：需要額外的控制器資源，以及輸入阻抗器件間變化帶來的誤差。為了展示片上校準與后端校準相比的優勢，一系列 的AD7606C-18測量單元（圖17中被測單元（UUT）編號為1至4），假設輸入阻抗始終為典型值（R在= 1.2 MΩ）。

圖17a所示的UUT #1校準性能相當好，與片上校準相當。這意味著它的實際輸入阻抗（R在） 非常接近典型值。

UUT #2至#4顯示一定的偏差，這意味著實際輸入阻抗（R在） 略高于典型值。

片上校準在所有四個圖中均以深藍色顯示，使所有單元的總誤差低于0.03%，并且R濾波器值。

圖 17.四個AD7606C-18單元的片內校準和后端校準比較。

在后端控制器中使用校準系數不會考慮PGA的實際輸入阻抗，這意味著由于器件間的變化而導致校準后誤差。但是，片內校準在內部測量該輸入阻抗，因此獲得更好的校準結果，與R濾波器放在前面和實際的R在阻抗。這種較低的后校準誤差，加上無需對控制器中的每個ADC數據點進行后處理（消耗資源）的好處，可實現更高效、更易于使用和準確的系統設計。

結論

阻性輸入同步采樣ADC是一個完整的解決方案，所有信號鏈模塊都集成在片內，提供出色的交流和直流性能，易于使用，允許直接連接傳感器。如某些應用所述，在模擬輸入前面需要外部電阻。這些外部電阻會增加系統精度誤差，從而延長上市時間和額外的校準成本。ADI公司通過AD7606B系列新型阻性輸入ADC解決了這一問題。該解決方案包括更大的輸入阻抗和片內校準功能，可將外部電阻引入的誤差降至最低。

審核編輯：郭婷