作者：Hossein Yektaii, Patrick Pratt, and Frank Kearney

在5G新無線電標準中，毫米波（mmWave）頻率，在 除了低于 6 GHz 的頻率外，還用于提高吞吐量。用途 的毫米波頻率為急劇增加提供了獨特的機會 在數據吞吐量方面，同時提出了新的實施挑戰。這 文章探討了sub-6 GHz和毫米波之間的架構差異 基站無線電，特別強調 在這些系統上實施 DPD。雖然數字預失真（DPD）是一種成熟的技術，通常用于sub-6 GHz無線通信 為了提高功率效率，大多數毫米波無線電不使用DPD。 使用原型256元件毫米波陣列，采用ADI波束成型器 和收發器，我們能夠證明DPD提高了有效的 各向同性輻射功率 （EIRP） 高達 3 dB。這樣可以減少 30% 在數組元素的數量中，相對于沒有 DPD 的數組，對于 相同的目標 EIRP。

本文的目的是在傳統 sub-6 GHz 宏蜂窩和毫米波基站無線電和天線設計。 它進一步介紹了這些設計差異如何影響DPD實現 在相對于低于 6 GHz 無線電的毫米波陣列中。

介紹

除了減少延遲和提高可靠性外，指數級增長 對更高數據吞吐量的需求一直是最強大的驅動力之一 3GPP 5G NR標準背后的力量。部署4G LTE系統時 在低于 3 GHz 頻段中，分配 3 GHz 至 5 GHz 的新頻譜 近年來，范圍在5G NR中實現了更寬的信道帶寬（BW）。 與4G LTE相比，最大信道帶寬從 20 MHz 至 100 MHz，頻率低于 6 GHz。除了更寬的信道帶寬外，多個 發射和接收天線以及最終大規模MIMO技術具有 進一步提高了光譜效率。雖然所有這些改進都有幫助 為了提供更高的數據吞吐量，基本限制（分配的sub-6 GHz頻譜量相對較小）繼續限制峰值 單個用戶的吞吐量小于 1 Gbps。

在5G NR中，3GPP標準歷史上首次出現毫米波 24.25 GHz 至 52.6 GHz 之間的頻率分配給蜂窩移動 應用。這個新的頻率范圍被稱為FR2，與 低于 6 GHz 的頻率稱為 FR1。有更大的光譜范圍 相對于 FR1，在 FR2 中可用。FR2 中的單個通道可以像 400 MHz，實現前所未有的吞吐量。然而，毫米波的使用 頻率給基站 （BS） 帶來了新的實現挑戰 和用戶設備 （UE）。這些挑戰中最重要的挑戰更高 路徑損耗和較低的PA輸出功率，使得鏈路預算介于 基站和UE相當具有挑戰性。

BS和UE之間的路徑損耗定義為Pl [分貝]= 10日志10 (Pt/Pr），其中Pt和Pr分別是發射功率和接收功率。在可用空間中，收到的 功率是距離和波長的函數，也稱為弗里斯公式， 哪里Pr（d，λ） =PtGtGr（λ/4πd）2，以及Gt和Gr是發射器和接收器 天線增益分別。λ 是波長，d 是兩者之間的距離 發射器和接收器。在典型的無線通信環境中，由于 通過建筑材料反射附近物體和損失，路徑 建模和估計損失要復雜得多。但是，為了了解毫米波頻率下與低于6 GHz相比更高的路徑損耗，請讓 我們假設自由空間傳播、相似的天線增益和相等的距離 在 BS 和 UE 之間。使用這種方法，與 28 GHz 時的路徑損耗相比 900 MHz 是 10xlog（28000/900）2 = 29.8 dB 更高！

低于 6 GHz 頻率的 BS 功率放大器輸出的情況并不少見 數十瓦的射頻功率，效率高于 40%。這是通過 采用高效PA架構，如Doherty和使用 先進的數字預失真技術。相比之下，高度線性類 AB 毫米波 PA 通常輸出小于 1 W 的射頻功率，并且具有個位數 效率。在毫米波頻率下，這些工作條件加劇了 將 BS 和 UE 之間的預算挑戰聯系起來。解決這兩個挑戰的解決方案（更大的路徑損耗和更低的每PA功耗）是更準確地輸送功率 到特定的空間位置。這是使用有源相控陣天線實現的 提供波束成形和波束控制功能。

毫米波 5G 中的天線陣列

天線陣列并不是一個新概念。無源陣列已用于蜂窩 基站天線自GSM部署初期以來，和雷達 系統已經使用它們幾十年了。如前所述 部分，毫米波中更大路徑損耗和每PA功耗更低的解決方案 頻率是使用有源相控陣天線。這是通過放置 陣列中的許多天線元件，而每個元件由低 功率功率放大器。使用更多的元件會增加總輻射功率 陣列，同時增強陣列增益并縮小結果 梁。相控陣天線理論超出了本文的范圍。為 有關該主題的更多信息，請參閱由三部分組成的模擬對話 系列，“相控陣天線方向圖”。

有源相控陣天線的高成本主要限制了其應用。 到航空航天和國防應用。半導體的最新進展 技術與高度集成相結合，使之成為可能 使有源相控陣天線在5G應用中變得具有商業可行性。 ADI提供有源波束成形器件，集成了16個完整的發射和 帶有相關PA和低噪聲放大器（LNA）的接收通道，以及 根據路徑相位和增益控制以及TDD開關功能。所有這一切 集成在一塊硅片上！這些設備的第一代 使用SiGe BiCMOS技術（ADMV4821）實現。進一步提高 電源效率和成本，第二代采用SOI CMOS工藝 （ADMV4828）。這些高度集成且高能效的波束成形器，以及 借助毫米波上變頻器（ADMV1017/ADMV1018）和頻率合成器（ADF4371/ADF4372），為毫米波提供完整的RF前端解決方案 5G 基站。

在毫米波頻率下，天線元件的物理占用空間很小。 例如，28 GHz的簡單微帶貼片天線通常較小 大于 10 毫米2.因此，許多天線可以放置在相對較小的區域內 以增加收益。假設一個 256 元素的天線陣列，有八行 和16列雙極化輻射元件，如圖1所示。這 紅線和藍線分別表示+45°和-45°偏振元件。

圖1.具有雙極化輻射元件的 256 元件天線陣列。

這種天線陣列的總面積，假設天線之間的距離為 λ/2 元素， 是 8（λ/2） × 16（λ/2） = 32λ2.比較 900 MHz 和 28 GHz 天線，900 MHz 陣列的總面積為 3.55 m2，而 28 GHz 陣列 僅 3.67 × 10-3m2—小了近 1000 倍！雖然 256 元素的大小 900 MHz 的天線陣列非常令人望而卻步，可以在小于 28 平方厘米的區域內的印刷電路板 （PCB） 上實現類似的 40 GHz 陣列。

開發了28 GHz的256元件雙極化毫米波天線陣列 在多層PCB上，使用ADI波束成形器和毫米波上/下變頻器。 降低成本并避免天線和天線之間的昂貴/有損互連 無線電、安裝在一側的有源組件和天線元件 在PCB的另一側。這塊板的圖片，叫做AiB256 （AiB 代表板中的天線），如圖 2 所示。

圖2.AiB256的組件側（16個波束成形器和4個毫米波上/下變頻器）。

AiB256 上有 16 個 ADMV4828 SOI 波束成形器芯片，每個芯片提供 16 個 發射和 16 個接收通道，每個通道連接 128 個天線元件 極化，覆蓋 26.5 GHz 至 29.5 GHz 的頻率范圍。每個 64 個相同極化率的天線元件連接到單獨的 ADMV1018毫米波上變頻器/下變頻器。因此，總共四個獨立 可以形成梁。AiB256 一半的簡化框圖為 如圖 3 所示。

圖3.AiB256 一半的功能框圖（未顯示所有互連）。

為了獲得更高的 EIRP，兩組 64 個相同極化的天線元件 可以在IF上組合以產生總共兩個波束，帶有128個天線 形成每個梁的元素。該板廣泛用于支持 內部開發天線校準和DPD算法。

針對 Sub-6 GHz 和毫米波的基站設計

在給定頻率和所需覆蓋區域設計基站時， 通常指定光束模式和有效各向同性輻射功率 （EIRP） 作為先決條件。900 MHz 的典型宏蜂窩基站由 4Tx/4Rx 無線電單元 （RU） 并連接到外部天線，如圖所示 在圖 4 中。

圖4.一個 900 MHz 基站，帶有 4Tx/4Rx 無線電單元和雙極化兩柱天線。

天線內部有兩列交叉極化（±45°紅/藍） 偶 極 子。四個RF端口中的每一個都在一列上饋送一個極化。在此 例如，信號在六個之間以相等的相位和幅度進行分割 相同極化的偶極子。在 垂直方向（柱）在垂直平面上擠壓梁（見圖4）。 這是可取的，因為大多數UE都低于天線高度。有 通常一定程度的光束向下傾斜以進一步限制小區覆蓋范圍 區域并避免干擾其他單元格。假設 λ/2 之間的間距 天線元件，半功率波束寬度（發射的角度 相對于波束峰值的功率下降 3 dB）通常 水平面約90°，垂直面小于20°。這 寬光束覆蓋典型的 120° 扇區，無需轉向即可跟蹤 UE 運動。天線高度和寬度為 6 × （λ/2） = 2 米，并且 分別為 2 × （λ/2） = 0.33 米。假設每個偶極子元件的增益為 5 dBi，則每個極化的天線增益約為 10 × log（12） + 5 dBi = 15.8 dBi。如果每個 PA 輸出 40 W （46 dBm） 的射頻功率，則 EIRP 每 極化為 46 dBm + 3 dB（2 列）+ 15.8 dBi = 64.8 dBm。這個級別的 預計 EIRP 將在幾個距離內提供良好的覆蓋范圍 公里，900 MHz。

現在讓我們考慮一下 28 GHz AiB256，每個極化有 128 個天線元件 排列在 8 行和 16 列中，如圖 1 所示。假設 λ/2 元件之間的距離和每個元件 5 dBi 增益，整個天線 增益大約計算為 10 × log（128） + 5 dBi = 26 dBi。與 以 900 MHz 為例，天線增益高出 10.2 dB。然而，這來了 以更窄的波束寬度為代價。3 dB 波束寬度在 垂直平面和水平面 6°。這么窄的光束是無法做到的 一次覆蓋典型的 120° 扇區。解決方案是首先在 小區覆蓋區域，將光束指向它們并跟蹤它們在 細胞。5G標準規定了波束采集和跟蹤程序， 這超出了本文的范圍。要計算此無線電的 EIRP，讓我們 假設每個發射路徑輸出13 dBm的RF功率。每個極化的總功率為 13 dBm + 10 × log（128） = 34 dBm。結合 26 dBi 天線增益， 每個極化的總 EIRP 為 34 dBm + 26 dBi = 60 dBm。在典型的戶外部署中 場景，此級別的 EIRP 在 28 GHz 時覆蓋長達幾百米。

DPD 在 Sub-6 GHz 系統中的價值

5G 和 4G 無線標準基于 OFDM 信號，具有固有的高 峰均功率比 （PAPR）。放大和傳輸這些信號 高保真度和避免污染相鄰通道，必須注意不要 以壓縮或削波信號峰值。這需要平均操作 PA 功率水平比其峰值功率能力低 6 dB 至 9 dB。在 中操作 PA 這種深度退避機制導致效率非常低，通常低于10%。

高效 PA 架構（如 Doherty）可在 6 至 峰值功率低 9 dB，但與 AB 類 PA。如果在沒有任何線性化技術的情況下部署，它們將無法滿足 誤差矢量幅度 （EVM） 和相鄰通道功率比 （ACPR） 應用程序需要。最流行的線性化技術之一是 DPD，廣泛用于sub-6 GHz系統。

Sub-6 GHz 系統要求 EVM 小于 8%，對于 64-QAM 則為 3.5% 和 256-QAM 調制，分別用于 3GPP 標準 38.104。1為了滿足這些要求 EVM 要求信號的 PAPR 應保持在 6 dB 至 9分貝。對于 3GPP 標準 38.104，ACPR 通常應小于 –45 dBc。 在前面的示例中，具有 40 W 均方根輸出的 900 MHz 4Tx/4Rx 無線電 每個發射器的功率（如果功率放大器要線性區域工作） 為了滿足 EVM 和 ACPR 要求，它們的效率通常低于 10%.這意味著四個 PA 中的每一個都消耗超過 400 W 的直流功率 輸出 40 W 的射頻功率。因此，僅四個 PA 就消耗了超過 1600 瓦！這對尺寸、冷卻、可靠性和操作有巨大影響。 收音機的費用（OPEX）。相比之下，將Doherty PA與 波峰因數降低 （CFR） 和 DPD 技術可提高 PA 效率 大于40%。這意味著每個 PA 的直流功耗低于 100 W 輸出 40 W 射頻功率的功率。無線電中的四個 PA 消耗小于 400 W 直流電源。無線電的其余部分通常消耗不到 50 W 的功率 直流電源。因此，PA功耗占 無線電消耗的總直流功率，即使 Doherty 放大器具有 DPD 和 CFR 部署。

DPD在毫米波陣列中的實現和價值

在 AiB256 中，有 256 個發射和接收鏈能夠產生 兩個或四個波束，每個波束中部署 128 或 64 個 PA。像 sub-6 GHz 系統，毫米波頻段的 EVM 要求分別為 8% 和 3.5% 分別為 64-QAM 和 256-QAM 調制。但是，ACPR 要求 毫米波的嚴格程度遠低于 6 GHz;對于 28 GHz，它們是 28 dBc 頻段和 26 dBc 用于 3GPP 標準 38.104 中的 39 GHz 頻段。

ADMV4828波束成形器中的每個AB PA類可提供21 dBm的峰值功率。 在ADMV4828上以大約12 dBm rms的輸出功率工作PA 為峰值功率留出 9 dB 裕量，并產生 EVM 和 ACPR 正在實現的要求。輸出功率為 12 dBm （16 mW） 時，每次發射 鏈消耗約300 mW的功率，效率為5%。一些 的功率在傳輸鏈中被可變移相器消耗 這是波束成形所必需的。每個接收路徑，包括變量 移相器消耗約125 mW直流功率。

根據上述功率數字，很明顯PA功率的份額 毫米波無線電的功耗相對于總直流功耗 與低于 6 GHz 的無線電相比要小得多。這就提出了一個問題 毫米波無線電是否仍然可以從DPD中受益？

要回答這個問題，需要提出一個合適的DPD架構 毫米波。DPD實現從sub-6 GHz系統輕松擴展 毫米波需要圍繞每個PA的DPD環路。在我們的 AiB256 示例中， 這意味著 256 個 DPD 環路！顯然，實現256 DPD環路非常 昂貴且耗電。由于每個PA輸出少量功率 （典型值為12 dBm），DPD下的整體系統效率很可能小于 不帶 DPD 的系統。

幸運的是，這個問題有一個優雅的解決方案。AiB256可以推出一個 最多四個光束，每個光束中使用 64 個 PA（圖 3）。這意味著每個 PA獲得與其他63個PA相同的信號，除了相對相移 應用于波束轉向。如果單個 DPD 環路環繞群集 64 個 PA，那么整個 AiB256 陣列總共只需要四個 DPD 環路。 本質上，DPD環路纏繞在每個光束周圍，而不是每個PA。 我們將其稱為陣列 DPD，以將其與 sub-6 GHz DPD 區分開來，后者具有 每個PA的專用DPD環路。

觀測接收器必須“觀察”光束的視線，其中 來自所有PA的信號同相添加，因此可以校正由 64個PA的累積遠場聚合。我們的早期評估使用 遠場喇叭天線作為DPD觀測接收器，并證明了單個DPD環可以纏繞在梁上 以改進 EVM 和 ACPR。未來的ADI產品可能包括集成的 用于簡化DPD實現的觀察路徑。

DPD設置使用內置CFR和DPD的ADRV9029集成收發器 支持高達 200 MHz 帶寬的信號。未來的ADI收發器將 支持至少 400 MHz 的帶寬和 DPD。

我們的分析發現，毫米波陣列DPD可以提高波束EIRP。 在 26.5 GHz 至 29.5 GHz. 優化波束成形器的輸出匹配和偏置設置 在特定頻率下可產生高達 13 dBm rms 的輸出功率，而 維護 EVM 和 ACPR 規范。但是，無法維護 這種性能水平在寬頻率范圍和多個單元上。 或者，如果滿足適當的條件（飽和功率水平 的 PA 保持在 21 dBm 以上），使用 DPD 始終如一地實現 整個目標頻段的輸出功率超過 14 dBm。

指定毫米波陣列時，每個波束的EIRP是核心要求。如果 每個元件的功率相對較小，需要很多元件才能實現 目標 EIRP，這反過來又增加了成本、功率和大小 數組。陣列中部署的元件越多，產生的光束就越窄。 較窄的光束并不總是可取的;他們使光束指向和 跟蹤移動用戶更具挑戰性。圖 6 中的圖說明了如何 所需元件的數量和陣列直流功耗的變化 作為DPD從0 dB提高到3 dB的函數，同時保持目標 EIRP 為 60 dBm。

圖6.所需元件數量和直流功率作為DPD改進的函數。

如果通過應用 DPD 實現了 3 dB 的 EIRP 改進，則所需的數量 元件減少近30%，功耗下降約30% 20%.與我們的sub-6 GHz示例相比，應用DPD可以降低 PA的功耗是4倍，在毫米波中節能 數組沒有那么重要。但是，在毫米波的情況下，我們得到了一個額外的 紅利，因為元素數量的減少 30% 代表 大大節省了陣列硬件的成本和尺寸。在未來，它 可以在毫米波波束成形器中使用更高效的PA架構來 通過DPD進一步提高電源效率。

結論

5G毫米波陣列中的DPD實施帶來了新的挑戰 低于 6 GHz 的頻率。在梁周圍纏繞DPD環，而不是 形成波束的單個PA使陣列DPD可行且有益。我們 分析表明，在提高產量方面有切實的好處 功耗、系統節能和硬件減少。但是，我們會 敦促注意：毫米波DPD在其應用和評估中都需要 從與傳統的sub-6 GHz不同的角度看待。如 毫米波PA架構成熟，定位可能會改變，但就目前而言，我們 需要重塑DPD的應用以及我們對收益的定位。

審核編輯：郭婷