為升壓穩壓器選擇IC的過程與為降壓穩壓器選擇IC的過程不同，后者的主要區別在于所需的輸出電流與穩壓器IC數據手冊規格的關系。在降壓拓撲中，平均電感電流與負載電流基本相同。升壓拓撲則不是這種情況，升壓拓撲需要基于開關電流進行計算。本文介紹了升壓穩壓器IC（帶內部MOSFET）或控制器IC（帶外部MOSFET）的選擇標準，以及如何使用LTspice選擇合適的外設元件來完成升壓功率級。?

為什么開關電流很重要

輸入和輸出電壓是多少？這是選擇降壓（降壓）或升壓（升壓）DC-DC轉換器時要問的第一個問題。第二個問題：滿足預期負載所需的輸出電流是多少？盡管降壓和升壓的輸入和輸出問題相同，但選擇合適的IC以滿足輸入和輸出要求的過程在降壓和升壓之間卻大不相同。如果比較降壓IC的選擇表與升壓IC的選擇表，則升壓的選擇過程與降壓的選擇表是顯而易見的。圖1顯示了某些內部電源開關降壓轉換器的選型表。可以看出，輸出電流作為主要選擇參數之一計費。

圖1.內部電源開關降壓選擇表顯示輸出電流作為選擇參數。

比較圖1（內部電源開關降壓選擇表）和圖2（內部電源開關升壓選擇表）。在升壓表中，輸出電流甚至不顯示為選擇參數，而是為開關電流讓路。

圖2.開關電流在升壓轉換器IC的選擇表中顯示為參數，而不是輸出電流。

升壓不遵循相同規則的另一個線索是：升壓的數據手冊標題對電流有一個微妙但重要的陳述。例如，圖3顯示了LTC3621單芯片降壓轉換器數據手冊的首頁，其中最大V為17 V在和 1 A 連續負載能力被突出顯示。

圖3.LTC3621降壓型穩壓器數據手冊首頁顯示了最大典型工作電壓和電流。

相比之下，LT8330單芯片升壓的數據手冊標題說明了開關（內部功率MOSFET）的最大電壓（60 V）和電流（1 A），而不是負載電流和輸入電壓的典型最大值。

圖4.LT8330升壓穩壓器IC數據手冊首頁顯示了最大功率開關能力。

您還可以看到，對于升壓，3 V至40 V的輸入電壓范圍與60 V最大開關電壓不同。

那么，為什么會有差異呢？在降壓穩壓器中，平均電感電流大約等于輸出（負載）電流，而在升壓拓撲中，情況并非如此。讓我們通過檢查升壓拓撲與降壓的比較來了解原因。

圖5顯示了異步升壓拓撲的簡化原理圖，圖6顯示了異步降壓拓撲的簡化原理圖。兩者的D模塊是驅動功率MOSFET的PWM信號，開關周期的占空比由輸入和輸出電壓比決定。在本文中，為了簡單起見，我使用了無損連續導通模式（CCM）方程，因為它們提供了足夠接近的結果。

圖5.異步提升。

圖6.異步降壓穩壓器簡化原理圖

通過使用LTspice，我們可以清楚地看到兩種不同拓撲的輸入和輸出電流之間的差異。圖7顯示了降壓轉換器的基本開環設計，將12 V輸入轉換為3.3 V輸出，為阻性負載R1提供1 A （3.3 W）。PWM D 模塊由浮動電源 V2 實現，因為我們需要 V門> V源建立 N 溝道 MOSFET M1 的導通。V2用作PULSE電壓源，以實現0 V至5 V脈沖，該脈沖從仿真的時間0開始，在5 ns內從0 V轉換到5 V，并在5 ns內再次回升，T上550 ns，而 TP（全開關周期）等于 2 μs。

圖7.降壓穩壓器開環拓撲，在1 A電流下將12 V轉換為3.3 V，設計功率約為3 W。

運行圖7所示電路的仿真后，可以探測L1和R1的電流。L1中的電流具有三角形，因為它根據T的時序切換M1而進行充電和放電上、時間 M1 打開，T關閉，則為 M1 關閉的時間。

L1 電流以 500 kHz 開關頻率切換。我們可以看到電感電流是交流+直流波形。它從最小值 0.866 A（T 的末尾）轉換關閉） 的最大值為 1.144 A（T 結束上).當交流信號尋找阻抗最小的路徑時，電流的交流部分流過輸出電容C2的ESR。這種交流電以及C2的充電和放電會產生輸出電壓紋波，而直流電流經R2。

比較負載電流上方和下方形成的電感電流的三角形形狀，我們可以看到它們是相等的，簡單的代數計算表明：

平均電感電流等于負載電流。

圖8.降壓拓撲—電感電流和負載電流仿真示例。

搜索降壓穩壓器IC時，可以安全地假設數據手冊顯示最大允許輸出電流，如I在≈ I外，但升壓拓撲并非如此。

讓我們看一下圖9，其中顯示了3.3 V輸入至12 V輸出的開環升壓設計，電流為0.275 A，約3.3 W。在這種情況下，平均電感電流是多少？

圖9.升壓拓撲：3.3 V至12 V，約3.3 W。

在圖10中，輸出電流為291 mA，I（R2）時的直流走線，接近計算值。仿真負載電流為291 mA，仿真結果表明電感電流的平均值為945 mA，峰值大于1 A。這是輸出電流的3.6倍以上。T期間上—M2 導通的時間，L2 兩端的電壓為 V3 —電感從其最小值充電到最大值。T期間上，D2關斷，負載電流由輸出電容提供。

圖 10.LTspice仿真結果，在0.275 A時從3.3 V升壓至12 V。

T期間上，電感與 MOSFET 串聯，因此流過輸入電感的任何電流都會流過開關。因此，數據手冊規定了可以流過開關的最大電流，I西 南部.在為新設計選擇升壓IC時，應該知道通過開關（和電感）的預期最大電流。

圖 11.T期間的原理圖上：M2 打開，V3 與 L2 并行，D2 關閉。

例如，為以下應用使用升壓穩壓器：

V在= 12 V

V外= 48 V

我外= 0.15 A

選擇正確的升壓穩壓器需要找到平均輸入電流，因為這是T期間流過電感器和MOSFET的電流上.要找到此電流，請根據輸出功率和效率從輸出反向工作到輸入：

P外= V外× I外= 48 V × 0.15 A = 7.2 W

假設效率為0.85（如果存在與所需設計具有相似輸入和輸出參數的效率曲線，則使用數據手冊）。

P在= P外/效率 = 7.2 W/0.85 = 8.47 W

我在_AV = 平均輸入電流。這是導通時間內流入電感和開關的平均電流，由P在/V在= 8.47 W/12 V = 0.7 A。

再一次，我在是平均電感電流，最大峰值電流將比I高1.15至1.20在，允許 30% 至 40% 的紋波電流。所以，我峰= I在× 1.2 = 0.7 A × 1.2 = 0.847 A。

V西 南部、晶體管最大允許電壓和占空比限制

通常 V在IC的范圍在數據手冊中指定——推薦范圍和絕對最大值。數據手冊中表示，帶有內部電源開關的升壓穩壓器可能提供的最高輸出電壓為其最大V西 南部額定值。如果使用帶有外部 MOSFET 的升壓控制器作為電源開關，則 MOSFET 的數據手冊中標明為 VDS額定值是限制最大輸出電壓的因素。

例如，LT8330升壓穩壓器的輸入電壓范圍為3 V至40 V，絕對最大開關電壓為60 V，固定開關頻率為2 MHz。雖然絕對最大60 V開關電壓額定值使器件能夠產生升壓輸出至60 V，但最佳做法是保持低于此電壓至少2 V。

輸出電壓也受占空比的限制。最大和最小占空比可能在數據手冊中，也可以計算。使用LT8330將12 V轉換為48 V，對于CCM，省略二極管壓降以獲得高轉換比，占空比根據輸入和輸出電壓計算：

D = （VO– V在）/VO= （48 V – 12 V）/48 V = 0.75 或 75%

檢查IC是否能夠在所需的占空比下工作。

IC最小占空比由下式給出：

D最低= 最小 T開（最大）× fSW（最大）

IC最大占空比由下式給出：

D.MAX= 1 –（最小值 T熄滅（最大）× fSW（最大）)

最小 T上和最小 T關閉可在數據手冊的電氣特性表中找到。使用表的最小值、典型值和最大值列中的最大值。使用 LT8330 的公布值和最低和 D.MAX方程結果為 D最低= 0.225 和 D.MAX= 0.86。從結果中，我們可以看到LT8330應該能夠將12 V轉換為48 V，因為設計要求占空比為0.75。

了解使用LTspice的外設應力

圖12所示原理圖實現了之前介紹的設計理念，LT8330采用12 V輸入至48 V輸出轉換器，支持150 mA負載。

圖 12.LT8330用于12 V至48 V轉換器，負載電流為150 mA。

通過LTspice仿真，我們可以繪制和測量許多參數。圖13描述了那些可以幫助您選擇IC的方法。

圖 13.LTspice中圖形查看器上的開關節點圖。

V西 南部和占空比

運行仿真后，您可以將 SW 節點行為視為波形，以了解開關在開關周期內存在的電壓。為此，請將鼠標懸停在 SW 節點上，使十字光標變為紅色電壓探頭。單擊以在波形查看器上繪制開關節點行為。得到的曲線對應于內部功率MOSFET的漏極。

正如預期的那樣，當MOSFET導通時，電壓電位接近地，但更重要的是，在T期間關閉，MOSFET 關斷，漏極電壓受輸出電壓加二極管壓降的影響。現在我們知道 V 的壓力是多少了DS的場效應管。如果我們選擇使用外部MOSFET作為電源開關的控制器設計，我們應該選擇具有V的MOSFETDS額定電壓為 60 V。

在LTspice波形查看器中，可以使用光標進行水平和垂直測量，類似于示波器上的光標。要調用光標，請單擊LTspice波形查看器中的V（sw）標簽。這會將第一個游標附加到跟蹤，再單擊一次將第二個游標附加到同一跡線。或者，右鍵單擊標簽并選擇所需的光標以顯示給定的探測跡線。使用這些光標，您可以測量 T上并計算占空比，由 T 給出上/時期。

圖 14.測量 T上以驗證估計的占空比。

T時期= T上+ T關閉= 1/f西 南部.早些時候，我們計算出這是75%或0.75。使用LTspice，我們得到大約373 ns。LT8330使用2 MHz的固定開關頻率，因此P= 1/2e6 = 500 ns，因此占空比為 373 ns/500 ns = 0.746。

通過電感器的峰值電流和電壓

要為您的升壓應用選擇電感器，您需要知道電感器是否可以處理它將面臨的電流和電壓，即峰值電感電流和 T上和 T關閉電壓。這也可以在LTspice中使用差分探頭進行估計。要對電感進行差分探測，請將鼠標懸停在IN節點上，十字光標將變為紅色探頭。單擊鼠標并將其拖動到 SW 節點。光標顏色變為黑色。在第二個節點上時松開。

在圖15中，在電感兩端對節點IN和SW之間的電壓進行差分探測。T期間上，MOSFET 導通，因此電感的右側靠近地電位，而左側位于 V 處在，使電感兩端的電壓在T期間為12 V上.T期間關閉MOSFET 關閉，電感的右側為 48 V，而左側為 V在，如在 T 期間上.因為差分探頭減去V西 南部從 V在，結果為 –36 V，但符號無關緊要（目前）。重要的是電感在12 V和36 V之間變化。

圖 15.穩態下通過電感器的電壓和電流。

T期間上，電感兩端的電壓繪制一個正di/dt，即藍色I（L1）圖的斜率。此跟蹤的最大點為 I峰，計算為 0.847 A。 使用 LTspice，我們可以看到峰值電流約為 866 mA。

圖 16.測量電感峰值電流。

為了正確選擇具有足夠額定電流（IR）和飽和電流（I坐).IR更多的是在規定的電流下產生多少熱量，而I坐適用于調用短路保護的事件。如果使用具有內部 MOSFET 的穩壓器，（I坐>穩壓器電流限制），如果控制器與外部MOSFET一起使用，則（I坐>峰值電感值），當觸發電流限制時。

需要注意的是，此處描述的升壓拓撲對電感或二極管沒有電流限制。如果未使用開關，或者IC關閉，則輸入到輸出之間有一條直接路徑。有些 IC 可提供額外的保護功能，例如停機模式中的輸出斷開、浪涌電流限制，以及解決這種直接輸入至輸出連接的其他功能 — 例如，LTC3122 和 LTC3539。

為了提高效率，應使用具有低DCR（直流電阻）和低磁芯損耗的電感器。電感數據手冊中注明了特定溫度下的DCR——它隨溫度升高并具有容差。直流損耗可以通過P輕松計算INDUCTOR_LOSS= IIN_AV2 ×DCR，而交流損耗和磁芯損耗可以在制造商的仿真或其他文檔中找到。LTspice可以集成功率來計算相關的功率損耗。為LTspice提供電感記錄的DCR和其他已知寄生參數可提高LTspice仿真精度。

通過二極管的電流和電壓

圖17顯示了二極管V兩端的仿真差分電壓軟件，輸出、二極管正向電流 I（D1） 和電感電流 I（L1）。當開關打開時（在 T 期間上），陽極接近地，陰極處于輸出電壓，因此二極管反向偏置并暴露在其最大電壓下，即V外.選擇具有V的二極管RRM（最大峰值重復反向電壓）高于V外是第一個標準。

圖 17.二極管電壓和電流以及電感中的電流。

一旦 MOSFET 關閉，電感的峰值電流就會流過二極管，在 T 開始時關閉周期，因此二極管峰值電流與電感峰值電流相同。二極管數據手冊包括一個名為I的參數FRM，在持續時間和占空比處指定的重復峰值正向電流。該參數通常高于二極管可以提供的平均電流。

仿真完成后，LTspice可以在波形查看器中集成任何波形，以產生均方根和平均值，并且通過相同的測量方法，產生二極管將面臨的平均電流。首先，放大要積分的波形部分 - 縮放可以有效地設置積分邊界。在這種情況下，您希望縮放以覆蓋大量穩態周期（不是啟動或關閉）。要設置集成邊界，請在穩定狀態時間段上拖動并將鼠標懸停在圖表名稱上。例如，圖18所示的積分結果涵蓋0.75 ms，或超過一千個周期。光標變為手形圖標。按 CTRL 鍵并單擊以調用波形查看器的積分窗口。

圖 18.穩態二極管電流積分提供IF（AV）和I（RMS）值

圖18所示的積分對話框顯示通過二極管的平均電流，為150 mA。這應該小于二極管數據手冊中的IF（AV），最大平均正向電流，通常在特定的外殼溫度下說明。

二極管功耗

二極管的功耗也可以從仿真中計算出來。二極管數據手冊指定P托特（總功率），即 25°C 時的總功耗，以及 RTH（結溫到環境熱阻）。在LTspice中，通過將鼠標懸停在二極管上，可以在波形查看器上顯示功耗;將鼠標懸停在分立元件或電壓源的主體上時，鼠標光標將變為電流探頭。按 ALT 鍵將光標更改為溫度計，然后單擊以顯示二極管上的模擬功耗。放大穩態操作以使用與前面描述的二極管電流積分相同的步驟對波形進行積分。二極管功率處理包括二極管兩端的電壓和流過二極管的電流。

圖 19.對二極管耗散的功率進行積分，以產生平均功耗。

二極管具有一些在其導通期間充電的電容。當二極管不再導通時，必須釋放累積的電荷。這種阻尼電荷移動會導致功率損失，因此建議選擇低電容值。該電容值隨二極管的反向電壓而變化，二極管數據手冊應包括顯示此效應的圖表。該內部電容通常在二極管數據手冊中顯示為Cd并在LTspice數據庫中作為C喬.

使用低電容二極管可放寬對最大反向恢復電流的要求，從而提高效率。圖20顯示了關于恢復電流的注意事項。反向恢復中固有的功耗留給讀者練習。

圖 20.二極管放電處的反向恢復尖峰原因。較低的值意味著較低的功率損耗。該電容隨電壓而變化。（a） 二極管反向恢復電流尖峰。（b） 放大二極管反向恢復電流尖峰。

結論

選擇升壓IC時，從輸出開始。從所需的輸出電壓和負載電流逆向工作以找到輸入功率，同時考慮效率。由此，確定平均和峰值輸入電流值。在升壓中，電感中流動的平均電流高于負載電流，使得IC選擇過程與降壓選擇過程不同。為升壓轉換器選擇額定值合適的元件需要了解穩壓器峰值以及平均電壓和電流，這可以使用LTspice確定。

審核編輯：郭婷