由于需要高可靠性，同時還要應對相對不穩定的電池電壓，因此為汽車電子系統供電可能具有挑戰性。與車輛電池接口的各種電氣和機械系統可能會導致標稱12 V電源電壓的劇烈波動。實際上，12 V可以在–14 V至+35 V范圍內長時間變化，并經歷+150 V至–220 V的極端電壓尖峰。其中一些浪涌和瞬變來自日常使用，另一些則來自故障條件或人為錯誤。無論原因如何，它們在車輛電子系統中可能產生的損壞都難以診斷且修復成本高昂。

汽車制造商在上個世紀的經驗導致了一系列已知會中斷操作并造成損壞的電氣條件和瞬變。國際標準化組織 （ISO） 已將這些行業知識匯編成道路車輛的 ISO 16750-2 和 ISO 7637-2 規范。至少，汽車電子控制單元（ECU）的電源應經受住這些條件而不會損壞。對于關鍵系統，必須保持功能和公差。這要求電源通過瞬態調節輸出電壓，以保持ECU運行。理想情況下，完整的電源解決方案可避免使用保險絲，最大限度地降低功耗，并具有低靜態電流，可在不耗盡電池的情況下支持始終開啟的系統。

ISO 16750-2 汽車電子系統條件

ADI公司有幾本出版物詳細介紹了ISO 7637-2和ISO 16750-2規范，以及如何使用LTspice對其進行仿真。?1,2,3,4

在最新版本中，ISO 7637-2 電磁兼容性規范側重于來自相對高阻抗源（2 Ω 至 50 Ω）的高振幅 （>100 V）、短持續時間（150 ns 至 2 ms） 瞬態。這些電壓尖峰通?？梢酝ㄟ^無源元件來緩解。圖1顯示了定義的ISO 7637-2脈沖1，并增加了一個330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降至–16 V，完全在電池反向保護電路的范圍內。ISO 7367-2 脈沖 2a、3a 和 3b 的能量明顯低于脈沖 1，并且需要的抑制電容更少。

圖1.ISO 7637-2：帶或不帶 330 μF 旁路電容器的脈沖 1。

ISO 16750-2側重于來自低阻抗源的持續時間較長的脈沖。這些瞬變不容易濾除，經常需要基于穩壓器的有源解決方案。一些更具挑戰性的測試包括拋負載（測試4.6.4），反向電池條件（測試4.7），疊加交流電壓測試（測試4.4）和發動機啟動曲線（測試4.6.3）。圖2給出了這些測試脈沖的直觀概述。ISO 16750-2中提出的各種條件，以及ECU的電壓和電流要求，經常需要多種方法的組合才能滿足所有這些要求。

圖2.一些更嚴格的ISO 16750-2測試概述。

負載突降

拋負載（ISO 16750-2：測試 4.6.4）是一種嚴重的過壓瞬變，它模擬交流發電機提供大量電流時的電池斷開。拋負載期間的峰值電壓分為抑制或非抑制，具體取決于三相交流發電機的輸出端是否使用雪崩二極管。抑制拋負載脈沖限制為35 V，而未抑制脈沖峰值范圍為79 V至101 V。無論哪種情況，由于交流發電機的定子繞組中存儲了大量磁能，因此可能需要長達 400 毫秒的時間才能恢復。雖然大多數汽車制造商使用雪崩二極管，但不斷增長的可靠性要求促使一些制造商要求ECU滿足接近未抑制情況下的峰值負載突降電壓。

面對拋負載的一種解決方案是增加一個瞬態電壓抑制器（TVS）二極管，以本地箝位ECU電源。更緊湊、更嚴格的容差方法是使用有源浪涌抑制器，例如 LTC4364，它線性控制串聯 N 溝道 MOSFET，以將最大輸出電壓箝位至用戶編程電平（例如 27 V）。浪涌抑制器增加了斷開輸出的能力，允許可編程電流限制和欠壓鎖定，并且在使用背靠背NFET時通常提供反向電池保護。

任何線性穩壓功率器件（如浪涌抑制器）的問題是，在負載突降期間限制輸出電壓或在輸出短路時限制電流時，N 溝道 MOSFET 中可能會產生顯著的功率耗散。功率 MOSFET 的安全工作區 （SOA） 限制最終限制了浪涌抑制器可能的最大電流。它還對在必須關斷 N 溝道 MOSFET 以避免損壞之前可以保持多長時間的調節設置了時間限制（通常使用可編程定時器引腳設置）。這些SOA施加的限制在更高的工作電壓下變得更加嚴重，使得浪涌抑制器在24 V和48 V系統中的使用更加棘手。

一種更具可擴展性的方法是使用能夠在42 V輸入下工作的降壓穩壓器，例如LT8640S。開關穩壓器沒有線性穩壓器的MOSFET SOA限制，但它肯定更復雜。降壓穩壓器的效率允許非常高的電流操作，其頂部開關允許輸出斷開和電流限制。對降壓穩壓器靜態電流的擔憂已經得到解決，最新一代的器件在空載條件下穩壓時僅消耗幾微安的電流。靜音切換器技術和擴頻調頻技術也顯著改善了開關噪聲。?

此外，一些降壓穩壓器能夠以100%占空比工作，使得頂部開關連續導通，通過電感將輸入電壓傳遞到輸出端。在過壓或過流條件下觸發開關操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓型穩壓器（例如 LTC7862）充當開關浪涌抑制器，實現了低噪聲、低損耗操作，同時仍保持開關模式電源的穩健性。

反向電壓

當電池端子或跨接電纜由于操作員錯誤而向后連接時，會發生反向電壓條件（也稱為電池反向條件）。相關的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）重復向DUT施加–14 V，持續時間為60秒。一些制造商添加了自己的動態版本，其中部件最初通電（例如，V在= 10.8 V），然后突然施加反向偏置（–4 V）。

對數據手冊的快速調查表明，很少有IC設計為能夠承受負偏置，IC絕對最小引腳電壓通常限制為–0.3 V。 低于地電位的電壓超過二極管會導致過多電流流過內部結點，例如ESD保護器件以及功率MOSFET的體二極管。鋁電解液等極化旁路電容器在反向電池條件下也可能損壞。

肖特基二極管可以防止反向電流，但這種方法在正常工作時在較高的正向電流下會導致明顯的功率損耗。圖3所示基于串聯P溝道MOSFET的簡單保護方案可降低這種損耗，但由于器件閾值電壓，在低輸入電壓（例如發動機啟動）下可能無法正常工作。一種更有效的方法是使用一個理想的二極管控制器，例如 LTC4376，它驅動一個串聯 N 溝道 MOSFET，從而切斷低于地電位的輸入電壓。在正常工作中，理想的二極管控制器調節源極，將N溝道MOSFET的電壓漏極至30 mV或更低，與肖特基二極管相比，正向壓降和功耗降低了一個數量級以上。

圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。

疊加交流電壓

疊加交流電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬車輛交流發電機交流輸出的影響。顧名思義，正弦信號疊加在電池軌上，峰峰值幅度為 1 V、2 V 或 4 V，具體取決于嚴重性級別分類。對于所有嚴重性級別，最大輸入電壓為 16 V。正弦波的頻率從50 Hz對數掃描到25 kHz，然后在120秒內返回50 Hz，總共重復五次。

該測試會在任何連接的濾波器網絡中產生較大的振幅電流和電壓擺動，諧振低于25 kHz。它還可能給開關穩壓器帶來問題，因為環路帶寬限制使得通過高頻輸入信號進行調節變得困難。一種解決方案是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但與反向電壓保護一樣，這是解決問題的不良方法。

理想的二極管控制器在這里不會像反向電壓保護那樣工作，因為它不能足夠快地切換N溝道MOSFET以跟上輸入。限制因素是柵極上拉強度，內部電荷泵通常將其限制在20 μA左右。雖然理想的二極管控制器可以快速關閉MOSFET，但導通速度非常慢，不適合整流非常低的頻率以外的任何器件。

一種更優雅的方法是使用LT8672有源整流器控制器，它可以足夠快地切換N溝道MOSFET，以高達100 kHz的頻率整流輸入電壓。有源整流器控制器是理想的二極管控制器，具有兩個重要的附加功能：從輸入電壓升壓的大電荷庫和強大的柵極驅動器，用于快速打開和關閉 N 溝道 MOSFET。與肖特基相比，這種方法可以將功率損耗降低90%以上。LT8672 還可以像理想的二極管控制器一樣保護下游電路免受電池反向情況的影響。

起始配置文件

發動機啟動曲線（ISO 16750-2：測試4.6.3）是一種極端欠壓瞬變，有時稱為冷啟動脈沖，因為最壞情況下的電池下降發生在較低的溫度下。具體而言，當啟動器翻轉時，12 V電池電壓可能會暫時降至8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體取決于嚴重性級別分類（分別為I、IV、II、III）。

在某些系統中，低壓差（LDO）線性穩壓器或開關降壓穩壓器足以允許電源軌穿越此瞬變，前提是ECU電壓小于最低輸入電壓。例如，如果最高ECU輸出電壓為5 V，并且必須滿足嚴重性等級IV（最小輸入電壓為6 V），則壓差小于1 V的穩壓器就足夠了。發動機啟動曲線的最低電壓段僅持續 15 ms 至 20 ms，因此，如果電壓裕量短暫降至穩壓壓差以下，整流元件（肖特基二極管、理想二極管控制器、有源整流器控制器）后跟一個大旁路電容器，則可能能夠穿過這部分脈沖。

但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要升壓穩壓器。升壓穩壓器可以在高電流水平下從低于3 V的輸入有效地保持12 V輸出電壓。但是，升壓穩壓器存在一個問題：從輸入到輸出的二極管路徑可防止斷開，因此電流在啟動時或短路時不會自然受到限制。為防止電流失控，專用升壓穩壓器（如 LTC3897 控制器）集成了一個浪涌抑制器前端，以允許輸出斷接和電流限制，并在使用背靠背 N 溝道 MOSFET 時提供反向電壓保護。該解決方案可以通過單個集成電路解決負載突降、發動機啟動和電池反轉問題，但可用電流受到浪涌抑制器 MOSFET 的 SOA 的限制。

4開關降壓-升壓穩壓器通過共享電感將同步降壓穩壓器和同步升壓穩壓器組合在一起，從而消除了這一限制。這種方法可以滿足負載突降和發動機啟動曲線測試，而沒有MOSFET SOA對電流電平或脈沖持續時間的限制，同時保留斷開輸出和限制電流的能力。

降壓-升壓穩壓器的開關操作取決于輸入和輸出電壓之間的關系。如果輸入明顯高于輸出，則升壓頂部開關持續導通，同時降壓功率級降低輸入。類似地，當輸入明顯低于輸出時，降壓頂部開關連續導通，而升壓功率級則使輸出升壓。當輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間）時，降壓和升壓功率級以交錯方式同時切換。通過這種方式，通過將開關限制為僅調節分別高于、大致等于或低于輸出的輸入電壓所需的 MOSFET，最大限度地提高了各個開關區域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。

ISO 16750-2 解決方案摘要

圖 3 總結了解決負載突降、反向輸入電壓、疊加交流電壓和發動機啟動曲線測試的各種解決方案，以及每種方法的優缺點。幾個關鍵要點開始出現：

漏極朝向輸入的串聯N溝道MOSFET是非常理想的，因為它可用于限制電流和斷開輸出，無論它是用作開關（例如，在降壓功率級中）還是線性控制（例如，在浪涌抑制器中）。

在反向輸入保護和疊加交流電壓的情況下，與肖特基二極管相比，使用 N 溝道 MOSFET 作為整流元件（面向輸入的源極）可顯著降低功率損耗和壓降。

開關模式電源比線性穩壓器更可取，因為它減輕了在功率器件的SOA內工作所帶來的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限期地調節極端輸入電壓，而線性穩壓器和無源解決方案具有固有的時間限制，使設計復雜化。

升壓穩壓器可能是必需的，也可能不是必需的，具體取決于啟動配置文件的嚴重性分類和ECU的詳細信息（它必須提供的最高電壓是多少）。

如果需要升壓調節，則4開關降壓-升壓穩壓器將上述理想特性組合到單個器件中。它可以在高電流水平下長時間有效地調節嚴重的欠壓和過壓瞬變。從應用程序的角度來看，這使其成為最可靠、最直接的方法，盡管設計復雜性增加。然而，典型的4開關降壓-升壓穩壓器也存在一些缺點。首先，反向電池保護不是自然提供的，必須通過額外的電路來解決。

4開關降壓-升壓穩壓器的主要缺點是，其大部分工作壽命都處于效率較低、噪聲較大的降壓-升壓開關區域。當輸入電壓幾乎等于輸出（V在~ V外） 所有四個 N 溝道 MOSFET 都在主動開關以保持穩壓。由于開關損耗增加和施加最大柵極驅動電流，效率下降。輻射和傳導EMI性能在此區域受到影響，因為降壓和升壓級熱回路均處于活動狀態，穩壓器輸入和輸出電流不連續。

4開關降壓-升壓穩壓器可以通過偶爾的大幅度欠壓和過壓瞬變進行調節，但代價是在更常見的標稱轉換區域中以高靜態電流、較低效率和更高噪聲工作。

直通工作模式帶來高效率和 EMI 性能降壓-升壓區域

LT?8210 是一款 4 開關降壓-升壓型 DC-DC 控制器，能夠以固定輸出電壓的傳統方式工作，并且還具有新的直通唰唰??工作模式（圖 4），通過可編程輸入電壓窗口消除開關損耗和 EMI。它的工作電壓范圍為2.8 V至100 V，允許其在發動機啟動期間最嚴重的電池跌落調節至未抑制負載突降的峰值幅度。它具有–40 V的內置電池反向保護功能，通過增加一個N溝道MOSFET來實現（圖5中的DG）。

圖4.具有直通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車標準測試帶來的許多問題。

圖5.這款 3 V 至 100 V 輸入降壓-升壓控制器采用 8 V 至 17 V 直通輸出供電。

在直通模式下，當輸入電壓在窗口外時，輸出電壓被調節到電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過 FB2 和 FB1 電阻分壓器進行編程。當輸入電壓在此窗口內時，頂部開關（A 和 D）連續導通，將輸入電壓直接傳遞到輸出。在這種非開關狀態下，LT8210的總靜態電流降至數十微安。無開關意味著無EMI和開關損耗，效率超過99.9%。

對于那些想要兩全其美的人來說，LT8210 允許通過切換 MODE1 和 MODE2 引腳在其不同的工作模式之間動態轉換。換言之，在某些情況下，LT8210 可用作具有固定輸出電壓 （CCM、DCM 或突發模式） 的傳統降壓-升壓型穩壓器，然后隨著應用中條件的變化而更改為直通模式?。對于始終在線系統和啟停應用程序，這可能是一個有用的功能。

直通性能

圖5中的直通解決方案在8 V至17 V的窗口中將輸入傳遞到輸出。當輸入電壓高于直通窗口時，LT8210將其降壓至17 V穩壓輸出。如果輸入降至8 V以下，LT8210會將輸出升壓至8 V。作為一項保護功能，如果超過電感電流限值或編程平均電流限值（通過IMON引腳），則在直通窗口內觸發開關操作以控制電流。

圖6、圖7和圖8分別顯示了LT8210電路對拋負載、反向電壓和啟動曲線測試的響應。圖 9 和圖 10 展示了在直通窗口下可能實現的效率改進和低電流操作（令人驚訝的是，什么都不做是多么高效）。圖11顯示了直通模式和CCM操作之間的動態轉換。該電路的LTspice仿真以及最苛刻的ISO 16750-2測試脈沖的加速版本可在 analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomotivePassThru.asc 提供。

圖6.對未抑制負載突降的直通響應。

圖7.LT8210對反向電池條件的響應。

圖8.對發動機冷啟動的直通響應。

圖9.CCM 和直通操作的效率。

圖 10.直通模式下無負載輸入電流 （V在= 12 V）。

圖 11.直通和 CCM 操作之間的動態轉換。

結論

在為汽車電子系統設計電源時，LT8210 4開關降壓-升壓DC-DC控制器具有2.8 V至100 V輸入工作范圍、內置電池反向保護和新的直通工作模式，可提供卓越的解決方案。直通模式改進了降壓-升壓操作，實現了無開關噪聲、無開關損耗和超低靜態電流，同時將輸出調節到用戶編程窗口而不是固定電壓。輸出電壓最小值和最大值在大幅度瞬變（如拋負載和冷啟動）期間受到限制，無需擔心 MOSFET SOA，也不受線性解決方案帶來的電流或時序限制。

新穎的LT8210控制方案可在不同開關區域（升壓、降壓-升壓、降壓和非開關）之間實現干凈、快速的轉換，從而允許其通過輸入上的大信號、高頻交流電壓進行調節。LT8210 可在運行時在直通操作和傳統的固定輸出電壓、降壓-升壓操作模式 （CCM、DCM 或突發模式） 之間切換，并且固定輸出可設置為直通窗口內的任何電壓 （例如，V外8 V 至 16 V 窗口為 12 V）。這種靈活性允許用戶在直通和正常降壓-升壓操作之間交替，以換取低噪聲、低IQ、直通模式的高效運行，可實現更嚴格的調節，并改善 CCM、DCM 或突發模式下的瞬態響應。

審核編輯：郭婷