本應用筆記詳細介紹了MAX20446 6通道背光高亮度LED驅動器的分步設計過程，并重點介紹了加快關鍵元件選擇所需的計算。還討論了組件選擇的權衡。本應用筆記重點介紹升壓轉換器拓撲結構，相同的設計工藝可以擴展到其他LED驅動器產品。

介紹

MAX20446為峰值電流模式控制的LED驅動器，能夠以幾種不同的配置驅動多達6個LED串：升壓、降壓-升壓、SEPIC和反激式拓撲。本應用筆記重點介紹LED串正向電壓始終高于輸入電源電壓范圍的升壓拓撲。

MAX20446具有以下特性：

6 個集成電流輸出，每個輸出可吸收高達 120mA 的 LED 電流

集成擴頻和相移

我2C 控制脈寬調制 （PWM） 調光和混合調光

可編程開關頻率介于 400kHz 和 2.2MHz 之間。

在此 LED 背光驅動系統設計示例中，6 個 7 LED 燈串以每串 100mA 的恒定電流驅動。假設每個 LED 的最大預期正向壓降為 3.3V，最小預期正向壓降為 2.7V。還假設LED驅動電路由汽車電池直接供電，其典型V型在12V，但可在5V至16V范圍內變化。

圖1.MAX20446典型工作電路

電感器選擇

要選擇合適的電感值，請計算所需的總輸出電流（I發光二極管） 使用以下公式驅動 LED：

（公式1）

我在哪里字符串是每個字符串的電流，并且 N字符串是使用的字符串數。

最大電壓（VLED_MAX） 驅動 LED 串由以下公式給出：

（公式2）

其中 VOUT_MAX最大OUT_調節電壓（MAX20446數據資料的電氣特性為1.1V），VF_MAX是每個 LED 上的最大預期前向壓降，N發光二極管是構成每個串的 LED 的數量。

最大占空比 （DMAX） 由以下公式給出：

（公式3）

其中 VLED_MAX是 LED 串的正向電壓，單位為 V，VD是整流二極管的正向壓降（約0.6V），VIN_MIN是以伏特為單位的最小輸入電源電壓，V.CS是峰值電流檢測電壓，單位為伏特（應考慮可用限值的 90%），V場效應管是開關 MOSFET 導通時的平均漏源電壓，以伏特為單位（最初假設為 0.1V）。

最大占空比和LED電流決定了平均電感電流（IL平均），由以下等式表示：

（公式4）

知道平均電感電流，峰值電感電流（ILP） 表示如下：

（公式5）

哪里？我L是以安培為單位的峰峰值電感電流紋波。較低的紋波電流需要更大（通常更昂貴）的電感。較高的紋波電流不僅會導致更高的開關損耗，而且還需要更多的斜率補償和更大的輸入電容。如果建議的最大峰峰值紋波是平均電感電流的±30%，則？我L由以下等式給出：

（公式6）

由公式4可知，平均電感電流與輸出電流成正比，并且由于電感紋波電流，？我L，與輸出負載電流無關，電感電流的最小值和最大值精確地跟蹤電感器電流的平均值。 基于此，公式5可以改寫如下：

（公式7）

最后，最小電感值（L最低） 在亨利斯中由以下等式表示：

（公式8）

其中 f西 南部是所需的開關頻率，以赫茲和 L 為單位托爾是應用于電感標稱值的容差參數。

例如，如果 f西 南部= 2.2兆赫，升托爾= 30% 和 V.CS= 0.378V，數值計算如下：

（公式9）

（公式10）

（公式11）

（公式12）

（公式13）

（公式14）

（公式15）

確定最小電感值時，必須選擇盡可能接近L的實際電感值最低沒有下去。使用所選電感值重新計算峰值電感電流和紋波。這些數字對于以后的其他計算是必需的。

（公式16）

（公式17）

（公式18）

確保所選電感的額定電流高于ILP.通常，電感峰值電流使用20%裕量。

輸入電容選擇

在升壓轉換器中，輸入電流是連續的，因此輸入電容的RMS紋波電流很低。大容量電容和ESR都會影響輸入紋波。假設大容量電容和ESR的紋波貢獻相等，如果鋁電解電容和陶瓷電容并聯使用。如果僅使用陶瓷電容器，則大部分輸入紋波來自大容量電容（因為陶瓷電容器具有非常低的ESR）。使用公式19和公式20計算最小輸入大容量電容和最大ESR。

（公式19）

（公式20）

哪里？VQ_IN和？VESR_IN分別是電容放電和ESR引起的輸入電壓紋波貢獻。

假設可以容忍50mV的最大輸入紋波（V的1%）IN_MIN），其中95%的輸入紋波來自大容量電容，并按如下方式計算輸入電容：

（公式21）

（公式22）

考慮到電容標稱值的容差為20%，使用4.7μF電容可實現0.98μF的最小大容量電容。確保所選電容器在工作直流電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

介電材料應為X7R或更好。否則，電容器可能會因直流偏置或溫度而損失大部分電容。如果輸入電壓有噪聲或滿足電磁干擾（EMI）要求，也可以增加總電容值。

輸出電容器選擇

在升壓轉換器拓撲中，輸出電容在開關 MOSFET 導通時提供負載電流。輸出電容的功能是將轉換器輸出紋波降低到可接受的水平。整個輸出電壓紋波出現在恒流灌電流輸出端，因為LED串電壓由于恒定電流而穩定。

輸出電容的ESR、ESL和大容量電容會影響總輸出電壓紋波。在大多數應用中，使用低ESR陶瓷電容器可以顯著降低輸出ESR和ESL效應。為了降低ESL和ESR效應，并聯多個陶瓷電容器以實現所需的大容量電容。為了在PWM調光期間衰減可聞噪聲，通常將輸出端的陶瓷電容器數量降至最低。

在這種情況下，額外的電解或鋁有機聚合物電容器提供大部分大容量電容。或者，也可以使用低噪聲陶瓷電容器。

使用以下公式確定升壓輸出端的最小大容量電容：

（公式23）

哪里？VQ_OUT是電容器放電引起的輸出電壓紋波貢獻。

額外的輸出電壓紋波貢獻（？VESR_OUT） 來自輸出電容 ESR，其公式由下式給出：

（公式24）

將峰峰值輸出電壓紋波限制在50mV，以獲得穩定的輸出電流。假設大容量電容占紋波貢獻的95%，并使用公式23和公式24計算以下值。

（公式25）

（公式26）

并聯使用三個 4.7μF 陶瓷電容器以超過 4.65μF 的最小輸出電容，因為所選電容器必須滿足工作電壓下的最小大容量電容要求。

過壓保護

如果任何 LED 串斷開，DC-DC 轉換器輸出電壓將增加以達到所需的 LED 電流。過壓保護門限通過連接在轉換器輸出、BSTMON 輸入和 GND 之間的分壓器網絡來限制輸出電壓。如果 BSTMON 電壓超過 1.23V，NDRV 被強制為低電平，這將關閉開關 MOSFET 并防止升壓輸出電壓增加。

DC-DC轉換器輸出端的過壓保護門限由下式確定：

（公式27）

其中1.23V（典型值）是BSTMON的過壓門限。

VBSTMON是升壓轉換器可以產生的最大電壓，應大于預期的最大 LED 燈串電壓 （VLED_MAX） 根據以下不等式：

（公式28）

其中因子 1.1 考慮了 10% 的保證金。

最小預期 LED 燈串電壓 （VLED_MIN） 由以下等式表示：

（公式29）

其中 VOUT_MIN= 0.7V。

如果在啟動期間發生欠壓，升壓轉換器將閉鎖。為避免升壓轉換器閉鎖，BSTMON 引腳上的電壓必須始終大于 0.6V。這導致 V 之間的以下關系BSTMON和 VLED_MIN:

（公式30）

公式28和公式30中的不等式可以組合起來得到以下結果：

（公式31）

選擇 R 的值BSTMON1和 RBSTMON2使輸出電壓不超過其絕對最大額定值（52V），同時遵守公式31。通過選擇 RRBSTMON1= 226k？和 RBSTMON2= 10k？，獲得 VBSTMON 的以下值：

（公式32）

斜率補償和電流檢測電阻選擇

MAX20446為電流模式控制的LED驅動器，這意味著電感電流信息被反饋到環路中。

在占空比大于50%且電感電流連續（即始終大于零）時，負載瞬態會導致次諧波振蕩和環路不穩定，而無需斜率補償。為了保持環路穩定，電阻（R南卡羅來納州） 必須從 CS 添加到開關 MOSFET 的源極。在MAX20446內部，有一個電流源，通過R提供小的斜坡電流。南卡羅來納州在斜率補償電阻（V南卡羅來納州).該電壓與FET檢流電阻兩端的電壓R相加CS_FET，并將結果與基準電壓（即 COMP 引腳上的電壓）進行比較。

因為 RCS_FET如果開關MOSFET電流和斜率補償電流流過它，CS引腳上的總電壓由以下公式表示：

（公式33）

斜率補償電壓定義如下：

（公式34）

為了保持穩定性，所需的最小斜率補償電壓速率由以下公式表示：

（公式35）

我在哪里L_UPSLOPE和我L_DOWNSLOPE表示如下：

（公式34）

（公式36）

因此，VSC_MIN和 RSC_MIN由以下等式定義：

（公式37）

（公式38）

這包括 1.5 倍以提供足夠的保證金。

回顧公式33，R的最小值CS_FET電阻通過求解以下公式得到：

（公式39）

其中0.39V是峰值電流檢測門限電壓的最小值。電流檢測門限還包括斜率補償組件。將0.39V的最小電流檢測門限乘以0.9，以考慮容差。

RCS_FET然后用以下等式表示：

（公式40）

根據規定的設計規范，R 的值CS_FET和 R南卡羅來納州計算方法如下：

（公式41）

（公式42）

RCS_FET選擇= 75mO，這是最接近的低值標準電阻。
R南卡羅來納州= 2.7k？為此應用程序選擇。

開關場效應管選擇

外部開關MOSFET的額定電壓應足以承受最大輸出電壓和整流二極管正向壓降之和，如下式所示：

（公式43）

開關 MOSFET 的額定值也應能夠處理最大 RMS 電流：

（公式44）

我在哪里數字版權管理系統是開關 MOSFET 的漏極 RMS 電流（以安培為單位），包括系數 1.3 以考慮 30% 的裕量。

對于此示例應用程序，所需的 VDS_FET_ABS_MAX和我數字版權管理系統計算方法如下：

（公式45）

（公式46）

MOSFET 的導通電阻 （R德森） 與額定電流有關，會影響升壓轉換器的效率，因為它決定了器件的阻性功率損耗。它越高，轉換器的整體效率越低。使用以下公式計算阻性功率損耗：

（公式47）

給定總輸出功率（P外）和估計的整體LED驅動器效率（？）為90%，PLOSS_TOT值可以按如下方式獲得：

（公式48）

（公式49）

（公式50）

R型DSON_MAX值，限制 PLOSS_RDSON對整體效率的影響為1%，可以使用以下公式確定：

（公式51）

（公式52）

另一個考慮因素涉及柵極電荷，因為柵極驅動器必須提供該電荷才能打開和關閉MOSFET。電荷越小越好，開關速度也很重要，但相似電流、導通電阻和額定電壓的MOSFET之間沒有顯著變化。

安森美半導體NVTFS5C471NL N溝道MOSFET的特性適用于此應用。?

整流二極管選擇

整流二極管可能是導致整體功率損耗的主要原因。選擇具有低正向壓降的肖特基二極管，該二極管的額定值可處理平均LED電流。使用以下公式確定整流二極管所需的額定電流：

（公式53）

其中保證金包括系數 1.2。

使用先前計算的 IL 值平均= 3.158A 和 D.MAX= 0.81，整流二極管需要處理0.72A的正向電流，如公式54所示。

（公式54）

還要確保肖特基二極管的反向電壓額定值比 V 高 20%LED_MAX，二極管兩端的最大預期反向電壓。

肖特基二極管最明顯的局限性是其相對較低的反向電壓額定值和相對較高的反向漏電流。對于金屬硅肖特基二極管，反向電壓通常為50V或更低。反向漏電流隨溫度升高而增加，這會導致熱不穩定問題，這通常會將有用的反向電壓限制在遠低于實際額定值的水平。

根據計算結果選擇安森美半導體NRVBS260T3G肖特基二極管。

誤差放大器補償

圖2顯示了采用連續電感電流工作的電流模式升壓轉換器的通用開環配置。

圖2.通用電流模式升壓轉換器開環配置。

在MAX20446 LED驅動器中，RLOAD_EQ替換為

.傳遞函數 A（s） 由以下等式給出：

（公式55）

其中人工補償斜坡斜率（S一個）、電感斜率（SN）， fZ1， fRHPZ和 f小一用以下等式表示：

fRHPZ是右半平面 （RHP） 零點所在的最壞情況頻率。RHP 零點不同于傳統的左半平面 （LHP） 零點。RHP零點不是升壓相位，而是進一步滯后相位，從而降低相位裕量并導致環路不穩定。

如果在轉換器輸出端使用ESR幾乎為零的陶瓷電容器，則fZ1可以忽略不計，因為它向高頻偏移，并且很可能超出轉換器的帶寬。

主導極點的 f小一由于升壓的影響，頻率是普通極點頻率的兩倍。 環路補償由所謂的II型跨導放大器保證，該放大器表征閉環響應（B（s)).圖3顯示了帶有外部補償元件的基本II型跨導放大器電路。

圖3.用于環路補償的II型跨導放大器。

假設 R0>>·比較和 C比較>> C高頻，圖3的B（s）傳遞函數可以寫成如下：

（公式56）

其中 A虛擬機是中頻帶電壓增益和gM是誤差放大器的跨導。AVM 表示如下：

f玉蜀黍屬和 f豌豆表示如下：

LED驅動器的閉環響應為A×B。

環路補償的目標是確保環路增益大于0dB（以及足夠的相位裕量）的相移小于180度。誤差放大器由于C的積分效應而增加了一個零頻極點比較，這允許以-20dB/十倍頻程的斜率將環路增益滾降至0dB（在主極點之后，遠在RHP零點的影響之前）。

建議閉環增益交越頻率fC，限制為至少 f 的五分之一RHPZ以獲得高于 45 度的可接受相位裕量。補償零點，f玉蜀黍屬，應放置至少目標交越頻率的五分之一，約為 1/25 FRHPZ.

將總環路增益固定在f第 1 頁使總環路增益在 1/5 f 時越過 0dB，斜率為 -20dB/十倍頻程RHPZ，R的最佳值比較由以下表達式給出：

（公式57）

C 的值比較然后可以從 f 的定義中獲得玉蜀黍屬.

（公式58）

環路增益在跨越0dB之前保持在零以上的頻率越高，環路響應越快，因此，負載階躍期間的輸出電壓降越低。降低 R比較同時保持 F玉蜀黍屬? fC/5，在不顯著改變增益的情況下增加相位裕量，并增加輸出電壓在負載階躍后建立所需的時間。

如果總輸出電容的ESR很大，則f時的輸出零點效應Z1不可忽略，可以通過放置誤差放大器的主極點頻率f 來平衡豌豆，在 f 處Z1.因此，可選的 C高頻電容值表示如下：

（公式59）

該 f豌豆極點可能也是必要的，以確保增益在交越頻率之后繼續滾降。

根據此設計示例先前計算的值，f 的值RHPZ， f小一/ 1LOAD_EQ/ 1比較和 C比較計算方法如下：

（公式60）

（公式61）

（公式62）

（公式63）

（公式64）

選擇 R 的標準商業價值比較= 4.7k？和 C比較= 18nF 對于此數值示例以計算 F玉蜀黍屬如下：

（公式65）

圖4和圖5顯示了LED驅動器閉環響應的波特圖。0 dB 交叉頻率 （fC） 的 10kHz 和 70 度的相位裕量 （PM）。

圖4.環路增益。

圖5.循環階段。

結論

圖6顯示了完整的升壓LED驅動器原理圖，其中包含從設計示例中選擇的元件值。本應用筆記中概述的分步設計過程可用作調試和測試階段的參考。

圖6.MAX20446典型工作電路基于示例計算（不包括可選的P-MOS和相關偏置電阻）。

審核編輯：郭婷