了解常見的轉(zhuǎn)換器交流性能特征和概念（量化、采樣、信噪比和失真 （SINAD）、有效位數(shù) （ENOB）、孔徑抖動(dòng)噪聲、失真積、無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍 （SFDR））有助于設(shè)計(jì)人員針對(duì)各種設(shè)計(jì)目標(biāo)（如性能和成本）優(yōu)化轉(zhuǎn)換器組件選擇。

消費(fèi)、醫(yī)療、汽車甚至工業(yè)領(lǐng)域越來(lái)越多的電子產(chǎn)品利用高速信號(hào)技術(shù)進(jìn)行數(shù)據(jù)和語(yǔ)音通信、音頻和成像。雖然這些應(yīng)用類別處理具有不同帶寬的信號(hào)并使用相應(yīng)的不同轉(zhuǎn)換器架構(gòu)，但在比較模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）和評(píng)估特定實(shí)現(xiàn)的性能時(shí)，它們具有某些共同特征。特別是，在這些不同應(yīng)用類別中工作的設(shè)計(jì)人員關(guān)注許多常見的轉(zhuǎn)換器交流性能特征，這些特征可以設(shè)置其系統(tǒng)的性能限制。

量化

所有ADC均采用連續(xù)時(shí)間和幅度的輸入信號(hào)，并輸出量化的離散時(shí)間采樣。ADC的雙重功能（量化和采樣）提供了從模擬信號(hào)域到數(shù)字信號(hào)域的高效轉(zhuǎn)換，但每種功能都會(huì)對(duì)轉(zhuǎn)換器的交流性能產(chǎn)生影響。

由于數(shù)字化儀只有有限數(shù)量的代碼來(lái)解析連續(xù)輸入信號(hào)，因此它們的輸出會(huì)產(chǎn)生鋸齒波形狀的誤差函數(shù)。鋸齒邊沿對(duì)應(yīng)于ADC的代碼轉(zhuǎn)換。

為了衡量量化誤差的最佳情況下噪聲貢獻(xiàn)的影響，假設(shè)一個(gè)滿量程正弦波輸入到一個(gè)完美的數(shù)字化儀：

其中 q 是 LSB 的大小，N 是位數(shù)。該波形的均方根 （rms） 幅度只是振幅除以 2 的平方根，

有效值量化噪聲為

均方根滿量程信號(hào)與均方根量化噪聲之比給出了ADC的理想SNR，我們可以用分貝表示：

請(qǐng)記住，此表達(dá)式給出了 N 位轉(zhuǎn)換器的理論極限。實(shí)際量化器無(wú)法達(dá)到這種性能水平，實(shí)際轉(zhuǎn)換器具有額外的噪聲源，但您可以使用此數(shù)字作為判斷候選ADC的參考。

采樣

最著名的采樣特征是在頻率大于采樣率一半的頻率下發(fā)生的混疊信號(hào)能量 - fS/2.這個(gè)半采樣速率限制稱為奈奎斯特頻率，用于將頻譜劃分為大小相等的段，稱為奈奎斯特區(qū)。第一個(gè)奈奎斯特區(qū)從直流延伸到f。S/2，第二奈奎斯特區(qū)占據(jù)f之間的光譜S/2和 fS，等等。

實(shí)際上，采樣器在所有奈奎斯特區(qū)中混疊信號(hào)。例如，頻率f的基帶信號(hào)圖像一個(gè)將出現(xiàn)在 fS± f一個(gè)， 2樓S± f一個(gè)，依此類推（圖 1，頂部）。類似地，采樣頻率附近發(fā)生的信號(hào)將混疊到第一個(gè)奈奎斯特區(qū)。該信號(hào)的圖像也將出現(xiàn)在第三和第四個(gè)奈奎斯特區(qū)（圖1，底部）。因此，輸入信號(hào)能量位于奈奎斯特區(qū)以外的采樣器，而不是您感興趣的區(qū)域，只需通過(guò)混疊即可在奈奎斯特區(qū)生成該信號(hào)的圖像。

圖1.（上）采樣器產(chǎn)生基帶信號(hào)f的圖像（紅色）一個(gè)（藍(lán)色）顯示與采樣頻率 f 的偏移S及其諧波。（下）光譜偏移等于 ±f一個(gè).采樣率混疊附近出現(xiàn)的信號(hào)、噪聲和干擾頻譜低至基帶。圖像也將出現(xiàn)在奈奎斯特上部區(qū)域。

帶外信號(hào)能量，顯示為f一個(gè)（圖 1，底部），不必來(lái)自預(yù)期的信號(hào)源。相反，該能量可能來(lái)自噪聲源、帶外干擾源或電路元件在預(yù)期輸入信號(hào)上工作的失真產(chǎn)物。在確定應(yīng)用所需的失真性能時(shí)，這是一個(gè)重要的考慮因素。

通過(guò)在信號(hào)鏈中采樣器輸入之前包含基帶抗混疊濾波器，可以減少采樣器可用的帶外信號(hào)能量。雖然，從理論上講，您只能以您感興趣的數(shù)字化最高頻率的兩倍進(jìn)行采樣，但所謂的磚墻濾波器（具有零過(guò)渡帶的濾波器）在模擬域中不存在。過(guò)采樣 — 頻率大于 2f 的采樣S—為抗混疊濾波器的過(guò)渡帶提供一些光譜空間。

如果ADC的量化噪聲與交流輸入信號(hào)不相關(guān)，則噪聲分布在第一個(gè)奈奎斯特區(qū)。在這種情況下，過(guò)采樣還通過(guò)擴(kuò)大奈奎斯特區(qū)來(lái)降低有效量化噪聲，采樣速率每增加一倍，SNR（信噪比）就會(huì)增加3 dB。這假設(shè)使用具有固定通帶的抗混疊濾波器。通過(guò)足夠的過(guò)采樣，抗混疊濾波器可以衰減帶外信號(hào)內(nèi)容，使其混疊鏡像保持在本底噪聲以下。

請(qǐng)注意，如果輸入信號(hào)鎖定到采樣頻率的整數(shù)子倍，則量化噪聲將不再顯示為奈奎斯特區(qū)上的均勻能量分布。在這種情況下，量化噪聲似乎會(huì)圍繞信號(hào)的諧波聚集在一起。因此，在選擇采樣率時(shí)，應(yīng)仔細(xì)考慮應(yīng)用信號(hào)的頻譜特性。

西納德和伊諾布

如果失真產(chǎn)物和帶外頻譜內(nèi)容的混疊不保持在本底噪聲下方，則會(huì)導(dǎo)致SINAD。轉(zhuǎn)換器的數(shù)據(jù)手冊(cè)將在輸入信號(hào)的指定條件下以dB表示SINAD。轉(zhuǎn)換器的ENOB，也許是ADC最常引用的交流規(guī)格，只是以位而不是dB表示的SINAD：

對(duì)于失真產(chǎn)物和混疊信號(hào)能量保持在本底噪聲以下的情況，SINAD = SNR。在這種情況下，等式5只是等式4的重排，求解N。更常見的情況是SINAD

雖然經(jīng)常被引用，但ENOB不足以描述高速轉(zhuǎn)換器的性能。高速轉(zhuǎn)換器是出了名的多參數(shù)轉(zhuǎn)換器，沒有一個(gè)數(shù)字可以希望捕獲整個(gè)規(guī)格表來(lái)描述的內(nèi)容。ENOB 確實(shí)為比較候選轉(zhuǎn)換器提供了一個(gè)合理的起點(diǎn)，只要您不過(guò)分依賴數(shù)字的重要性即可。

更有價(jià)值的是SINAD與頻率特性曲線的關(guān)系，許多高速轉(zhuǎn)換器在其數(shù)據(jù)手冊(cè)中都有該曲線（圖2）。這些允許您確定應(yīng)用相關(guān)頻率下的至少典型性能，而不是轉(zhuǎn)換器制造商為數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格表選擇的點(diǎn)頻率。

圖2.雖然ENOB在候選高速ADC之間提供了有用的（如果粗略的）比較，但描述SINAD與頻率的特性曲線可以更深入地了解轉(zhuǎn)換器的性能。

孔徑抖動(dòng)噪聲

導(dǎo)致公式4的量化噪聲討論假設(shè)了一個(gè)理想的數(shù)字化儀。該假設(shè)內(nèi)置于無(wú)噪聲信號(hào)和時(shí)鐘源。在實(shí)際電路中，信號(hào)到達(dá)ADC的輸入端時(shí)，先前信號(hào)處理級(jí)已經(jīng)捐贈(zèng)了噪聲和失真產(chǎn)物。噪聲成分通常與量化噪聲不相關(guān)，因此添加平方根和：

哪里en（一）是來(lái)自 m 個(gè)不相關(guān)源系統(tǒng)中貢獻(xiàn)源的噪聲。

其中一個(gè)影響噪聲源來(lái)自采樣時(shí)鐘邊沿時(shí)序的不確定性，導(dǎo)致孔徑抖動(dòng)噪聲。這種噪聲源于采樣器正在捕獲交流信號(hào)的事實(shí) - 可以說(shuō)瞄準(zhǔn)移動(dòng)目標(biāo)。采樣邊沿時(shí)序的變化會(huì)導(dǎo)致采樣器捕獲的幅度的統(tǒng)計(jì)分布，即噪聲（圖 3）。信號(hào)頻率越高，信號(hào)斜率或壓擺率越大，因此，邊沿時(shí)序的給定變化引起的幅度誤差就越大。因此，給定孔徑抖動(dòng)量的影響取決于信號(hào)頻率。

圖3.孔徑抖動(dòng)（采樣時(shí)間的不確定性）會(huì)產(chǎn)生噪聲幅度，該噪聲幅度取決于信號(hào)頻率，這是由于信號(hào)在抖動(dòng)期間的擺動(dòng)所致。

孔徑抖動(dòng)引起的信噪比為

其中 f 是信號(hào)頻率，以及tj是均方根孔徑抖動(dòng)。通常，在選擇候選ADC時(shí)，問(wèn)題是，鑒于給定頻率信號(hào)的SNR要求，您的應(yīng)用可以承受的最大孔徑抖動(dòng)。重新排列公式7得到

請(qǐng)注意，除了轉(zhuǎn)換器內(nèi)的抖動(dòng)源外，還有來(lái)自應(yīng)用電路的抖動(dòng)源。因此，電路實(shí)現(xiàn)的凈性能取決于轉(zhuǎn)換器選擇和設(shè)計(jì)其他方面的質(zhì)量，特別是時(shí)鐘發(fā)生電路和電路板布局。

為了了解抖動(dòng)如何影響給定ENOB的最大信號(hào)頻率，請(qǐng)考慮兩個(gè)系統(tǒng)，其中1 ps和2 ps的抖動(dòng)噪聲分別主導(dǎo)其他性能限制參數(shù)。通過(guò)重新排列公式8，我們可以計(jì)算給定抖動(dòng)的最大信號(hào)頻率，從而產(chǎn)生指定的ENOB（或SNR）。

失真產(chǎn)品

信號(hào)鏈中的非線性會(huì)產(chǎn)生許多失真產(chǎn)物，特別是HD2（二次諧波失真）、HD3（三次諧波失真）、IMD2（二階互調(diào)失真）和IMD3（三階交調(diào)失真）。線性電路中的失真往往會(huì)隨著信號(hào)接近有源元件線性工作范圍的極端值而逐漸增加。在代碼空間突然結(jié)束的ADC中，情況并非如此。

因此，在輸入范圍中留出足夠的范圍以適應(yīng)預(yù)期的低失真量化的預(yù)期輸入幅度非常重要，尤其是在處理復(fù)雜的寬帶信號(hào)時(shí)。最終，您對(duì)標(biāo)稱輸入幅度的選擇取決于平衡信號(hào)跨度裕量，以避免削波，從而滿足優(yōu)化SNR的愿望。

顧名思義，諧波失真會(huì)在信號(hào)頻率的倍數(shù)處產(chǎn)生信號(hào)偽影。相比之下，互調(diào)失真源于信號(hào)處理非線性，信號(hào)由兩個(gè)或多個(gè)頻率（幾乎任何復(fù)雜波形）組成，產(chǎn)生輸入頻率的總和和差。

在窄帶應(yīng)用中，嚴(yán)格調(diào)諧的抗混疊濾波器可以衰減一些諧波失真產(chǎn)物，甚至是IMD2的附加成分（圖4）。另一方面，IMD3 的減法組件出現(xiàn)在 2f2– f1和 2f1– f2，是有害的，因?yàn)樗鼈兛梢猿霈F(xiàn)在信號(hào)頻譜中。

圖4.5 MHz 和 6 MHz 雙音輸入信號(hào)顯示 HD2（10 MHz 和 12 MHz）、HD3（15 MHz 和 18 MHz）、IMD（1 MHz 和 11 MHz）和 IMD3（4 MHz 和 7 MHz）。其中，IMD3產(chǎn)品最難用抗混疊濾波器衰減，因?yàn)樗鼈兛拷葱盘?hào)。

SFDR

SFDR（無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍）只是與轉(zhuǎn)換器滿量程范圍（dBFS）或輸入信號(hào)電平（dBc）相比，最差情況下頻譜偽影的量度。比較ADC時(shí)，請(qǐng)務(wù)必確定基準(zhǔn)電平以及工作和信號(hào)條件。數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格之間的直接比較需要匹配的基準(zhǔn)電壓源和信號(hào)（圖 5）。

圖5.轉(zhuǎn)換器制造商可以根據(jù)轉(zhuǎn)換器的滿量程 （dBFS） 或特定輸入信號(hào)幅度 （dBc） 指定 SFDR 性能。在進(jìn)行數(shù)值比較之前，請(qǐng)確保以類似的方式指定候選轉(zhuǎn)換器。

雖然SFDR在轉(zhuǎn)換器規(guī)格表中顯示為數(shù)字基準(zhǔn)，但測(cè)量值本身在采樣速率、信號(hào)幅度、信號(hào)頻率和共模工作點(diǎn)方面是參數(shù)化的。檢查候選轉(zhuǎn)換器特性曲線，深入了解轉(zhuǎn)換器在類似于應(yīng)用將施加的工作和信號(hào)條件下的性能。

審核編輯：郭婷