對于需要從高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個有趣的例子是從48 V到3.3 V的轉換。這種規范不僅在信息技術市場的服務器應用程序中很常見，而且在電信中也很常見。

如果將降壓轉換器（降壓）用于此單次轉換步驟，如圖1所示，則會出現占空比小的問題。占空比是導通時間（主開關接通時）和關斷時間（主開關關斷時）之間的關系。降壓轉換器具有占空比，該占空比由以下公式定義：

圖1.在一個轉換步驟中將電壓從48 V轉換為3.3 V。

輸入電壓為48 V，輸出電壓為3.3 V時，占空比約為7%。

這意味著，在1 MHz（每個開關周期1000 ns）的開關頻率下，Q1開關的導通時間僅為70 ns。然后，Q1開關關斷930 ns，Q2導通。對于此類電路，必須選擇最小導通時間為70 ns或更短的開關穩壓器。如果選擇了這樣的組件，則還有另一個挑戰。通常，降壓穩壓器的非常高的功率轉換效率在以非常短的占空比工作時會降低。這是因為只有很短的時間可以在電感中存儲能量。電感器需要在關斷時間內長時間供電。這通常會導致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是因為在導通時間內，圖1中的L1兩端施加了較大的電壓差。

在本例中，我們看到導通期間電感兩端的電壓約為44.7 V，開關節點側為48 V，輸出端為3.3 V。電感電流由以下公式計算：

如果電感兩端有高電壓，則電流在固定時間段內以固定電感上升。為了降低電感峰值電流，需要選擇更高的電感值。然而，較高值的電感會增加功率損耗。在這些電壓條件下，ADI公司的高效LTM8027 μModule穩壓器在4 A輸出電流下僅實現80%的電源效率。?

如今，提高功率效率的一種非常常見且更有效的電路解決方案是產生中間電壓。具有兩個高效降壓穩壓器的級聯設置如圖2所示。第一步，將48 V的電壓轉換為12 V。然后在第二個轉換步驟中將該電壓轉換為3.3 V。LTM8027 μModule穩壓器在48 V電壓降至12 V電壓范圍時的總轉換效率超過92%。第二個轉換步長從12 V降至3.3 V，由LTM4624執行，轉換效率為90%。這產生了83%的總功率轉換效率。這比圖1中的直接轉換高3%。

圖2.電壓從 48 V 轉換到 3.3 V，分兩步完成，包括 12 V 中間電壓。

這可能非常令人驚訝，因為3.3 V輸出端的所有電源都需要通過兩個單獨的開關穩壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比短，電感峰值電流較高。

在比較單降壓架構和中間總線架構時，除了電源效率之外，還有更多方面需要考慮。

針對這一基本問題的另一個解決方案是ADI公司的新型混合降壓型控制器LTC7821。它將電荷泵動作與降壓調節相結合。這使得占空比達到2× V在/V外因此，可以在非常高的功率轉換效率下實現非常高的降壓比。

圖 3 示出了 LTC7821 的電路設置。它是一款混合降壓同步控制器。它集成了一個電荷泵，可將輸入電壓減半，并結合了一個采用降壓拓撲的同步降壓轉換器。有了它，在500 kHz開關頻率下將48 V轉換為12 V的轉換效率可以超過97%。對于其他架構，這種高效率只有在開關頻率低得多的情況下才可行。它們需要更大的電感器。

圖3.混合降壓轉換器的電路設計。

四個外部開關晶體管被激活。在工作期間，電容C1和C2產生電荷泵功能。以這種方式產生的電壓通過同步降壓功能轉換為精確調節的輸出電壓。為了優化EMC特性，電荷泵用于軟開關操作。

電荷泵和降壓拓撲的組合具有以下優點。由于電荷泵和同步開關穩壓器的最佳組合，轉換效率非常高。外部 MOSFET M2、M3 和 M4 只需承受低電壓。電路也很緊湊。線圈比單級轉換器方法更小，更便宜。對于此混合控制器，開關 M1 和 M3 的占空比為 D = 2 × V外/V在.對于 M2 和 M4，占空比計算為 D = （V在– 2 × V外）/V在.

對于電荷泵，許多開發人員假設功率輸出限制約為100 mW。采用LTC7821的混合轉換器開關設計用于高達25 A的輸出電流。為實現更高的性能，多個 LTC7821 控制器可以以具有同步頻率的并聯多相配置進行連接，以分擔總負載。

圖4顯示了不同負載電流下48 V輸入電壓和5 V輸出電壓的典型轉換效率。在大約6 A時，轉換效率超過90%。在 13 A 和 24 A 之間，效率甚至高于 94%。

圖4.在500 kHz開關頻率下將48 V轉換為5 V的典型轉換效率。

混合降壓控制器以緊湊的形式提供非常高的轉換效率。它為具有中間總線電壓的分立式兩級開關穩壓器設計和被迫以極低占空比運行的單級轉換器提供了一種有趣的替代方案。一些設計師更喜歡級聯架構，而另一些設計師則更喜歡混合架構。有了這兩個可用的選項，每個設計都應該成功。

審核編輯：郭婷