作者：Brad Brannon, Steve Dorn, and Vandita Pai Raikar

從一開始，無線電設(shè)計(jì)人員面臨的最大挑戰(zhàn)之一就是帶寬的限制。早期，我們的無線電祖先認(rèn)為，由于探測器的限制，幾百kHz以上的頻率是沒有價(jià)值的。像Branly，F(xiàn)essenden，Marconi和許多其他先驅(qū)者一直在為此苦苦掙扎，直到阿姆斯特朗和利維完善了外差技術(shù)，通過下變頻到探測器可以使用當(dāng)時(shí)技術(shù)充分處理的較低頻率來打開更高頻率的頻譜。雖然超外差過程打開了更高的頻率，但帶寬仍然相對(duì)有限。

直到最近幾年，處理超過10秒的MHz一直是一個(gè)挑戰(zhàn)，并且通常僅限于通常采用大規(guī)模并行無線電技術(shù)的昂貴解決方案。長期以來，人們一直希望簡化這一點(diǎn)，并采用一種方法來同時(shí)處理盡可能多的帶寬。在過去的幾十年里，隨著半導(dǎo)體工藝和單片模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）架構(gòu)的成熟，這種能力已經(jīng)慢慢發(fā)展。從90年代初的適度起步到今天，ADC的直接RF采樣能力已從約20 MHz的奈奎斯特帶寬增加到AD9213等產(chǎn)品的5 GHz以上。

隨著AD9213的推出及其支持的大瞬時(shí)帶寬，許多新的選擇不僅適用于儀器級(jí)接收器，也適用于直接RF采樣無線電、SIGINT和雷達(dá)。

圖1.AD9213 12位、10.25 GSPS RF ADC.

典型的GSPS ADC對(duì)整體性能提出了獨(dú)特的挑戰(zhàn)，因?yàn)樗鼈冇啥鄠€(gè)并行運(yùn)行的ADC內(nèi)核構(gòu)成，以提高凈采樣速率。這些轉(zhuǎn)換器中的每一個(gè)都必須仔細(xì)定時(shí)和對(duì)齊，即便如此，組成轉(zhuǎn)換器之間的小誤差也會(huì)產(chǎn)生許多頻譜偽影。1,2,3此外，ADC必須精確跟蹤模擬輸入信號(hào)，并仔細(xì)對(duì)其進(jìn)行采樣和數(shù)字化處理，以防止正常的線性失真。交錯(cuò)和原始帶寬這兩個(gè)挑戰(zhàn)使得寬帶寬ADC的設(shè)計(jì)在需要高保真度的情況下非常具有挑戰(zhàn)性，例如在高級(jí)無線電和儀器儀表等頻譜應(yīng)用中。

AD9213能夠應(yīng)對(duì)挑戰(zhàn)，因?yàn)橥ㄟ^片內(nèi)抖動(dòng)和校準(zhǔn)在所有信號(hào)條件下均具有出色的線性度，可實(shí)現(xiàn)更高頻率的操作和性能。CW 輸入為 4 GHz 時(shí)，NSD 約為 –152 dBFS/Hz，SFDR 通常優(yōu)于 65 dBc，包括二次和三次諧波。這實(shí)現(xiàn)了真正的 5G 儀器級(jí)接收器性能。

圖2.單音性能。

除了出色的高頻性能外，低次諧波的行為也與線性器件的預(yù)期非常接近。也就是說，諧波的行為與簡單多項(xiàng)式預(yù)測的一樣，這對(duì)于ADC來說是非典型的。4這很重要，因?yàn)樗纱_保在大信號(hào)和小信號(hào)環(huán)境中的高性能。

如圖3的功率掃描數(shù)據(jù)所示，二次和三次諧波遵循基于其輸入電平的預(yù)測響應(yīng)，一旦達(dá)到測量的本底噪聲，在較低的輸入電平下就不會(huì)有額外的重復(fù)。這很重要，因?yàn)樗试S在選擇頻率計(jì)劃時(shí)將這些顯性雜散置于帶外。四階及以上的虛假乘積并不重要。在外差中，必須仔細(xì)規(guī)劃無線電混頻雜散以避免干擾;直接RF采樣也是如此。

圖3.AD9213二次和三次諧波性能

直接射頻采樣的優(yōu)勢(shì)

RF采樣是其他無線電架構(gòu)的有趣替代方案。從歷史上看，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的功率非常高，以達(dá)到適合無線電設(shè)計(jì)的性能水平。先前的研究表明，對(duì)于低成本、低功耗解決方案，像AD9371這樣的零中頻無線電架構(gòu)總是名列前茅。很明顯，多年來，所有生產(chǎn)手機(jī)、藍(lán)牙和類似設(shè)備都遷移到這種架構(gòu)，這是有充分理由的。這些是受約束的帶寬系統(tǒng)，但不一定是受約束的性能。對(duì)于需要任意窄帶寬的系統(tǒng)，零中頻架構(gòu)幾乎總是正確的解決方案。然而，在需要任意寬帶寬的應(yīng)用中，如儀器儀表、雷達(dá)和寬帶通信，直接RF采樣一直是目標(biāo)。在這些應(yīng)用中，可以理解的是，其他架構(gòu)提供的一些成本和功率效率被換取更寬的系統(tǒng)帶寬。?

因此，當(dāng)選擇RF采樣架構(gòu)時(shí)，它被設(shè)計(jì)為覆蓋盡可能寬的帶寬，以確保整體無線電性能。AD9213等新型RF ADC設(shè)計(jì)用于提供超過10 GSPS的超快采樣速率和超過8 GHz的采樣帶寬，從而為許多應(yīng)用提供直接RF采樣。

大多數(shù)無線電服務(wù)每個(gè)頻段的分配頻率低于75 MHz。使用10 GSPS ADC時(shí)，頻譜的有效利用率不到奈奎斯特帶寬的2%。在一些研究中，直接RF采樣的功率效率約為零中頻架構(gòu)的1/2。為了提高無線電應(yīng)用的整體效率，RF采樣提供了一次采樣多個(gè)頻段的可能性。

如圖4所示，為了降低帶寬要求，中頻采樣和零中頻等傳統(tǒng)架構(gòu)的功耗遠(yuǎn)低于直接RF采樣。只有當(dāng)帶寬接近大約2×零中頻或中頻采樣解決方案功率的最新帶寬時(shí)，直接RF采樣才有意義。另一種看法是，與零中頻或中頻采樣解決方案相比，對(duì)于帶寬受限的系統(tǒng)，直接RF采樣架構(gòu)的功耗將是任何其他解決方案的≥2×，成本約為兩倍。

圖4.四個(gè)接收路徑的功耗與相對(duì)帶寬（按架構(gòu)劃分）。

在過去的三十年中，噪聲頻譜密度（NSD）每年的改善約為1 dB，這是從商業(yè)設(shè)備測量的，從學(xué)術(shù)評(píng)分的論文中略好。5在此期間，重點(diǎn)是交流性能，包括帶寬和SNR/諧波。然而，在過去幾年中，轉(zhuǎn)換器的性能已經(jīng)達(dá)到了足以滿足大多數(shù)應(yīng)用的地步，現(xiàn)在重點(diǎn)已開始從交流性能轉(zhuǎn)向功耗和硅面積（成本）。

圖5.高速轉(zhuǎn)換器的歷史NSD。

在圖6中，采樣率繪制在水平軸上，品質(zhì)因數(shù)繪制在垂直軸上。隨著時(shí)間的推移，更快的轉(zhuǎn)換器被開發(fā)出來。在給定時(shí)間點(diǎn)接近技術(shù)前沿的設(shè)備在采樣率方面往往處于領(lǐng)先地位，并且歷來功耗更高，品質(zhì)因數(shù) （FOM） 更低。一旦技術(shù)前沿超過給定的采樣率，該速率的新器件就會(huì)顯示出改進(jìn)的品質(zhì)因數(shù)，這意味著更低的功耗、更小的芯片尺寸和更低的成本，從而向架構(gòu)前沿邁進(jìn)。根據(jù)Murmann的最新數(shù)據(jù)集，AD9213處于技術(shù)前沿，表明未來的同類轉(zhuǎn)換器將表現(xiàn)出更低的功耗和其他優(yōu)勢(shì)。

圖6.品質(zhì)因數(shù)與采樣率的關(guān)系。

這種趨勢(shì)創(chuàng)造了一個(gè)有趣的轉(zhuǎn)變。前端的RF功率由物理主導(dǎo)，物理將功率從天線連接器轉(zhuǎn)移到ADC輸入，因此不像摩爾定律所指示的數(shù)字功能那樣具有彈性。因此，隨著轉(zhuǎn)換器功率在未來幾代中繼續(xù)下降，占主導(dǎo)地位的功率貢獻(xiàn)者將成為放大器，其功耗將大致持平，使ADC的貢獻(xiàn)（包括接口）的貢獻(xiàn)要小得多，并且正在下降。

圖7所示為基本的直接RF采樣架構(gòu)，由一串放大器和適當(dāng)?shù)臑V波組成。正如預(yù)期的那樣，沒有頻率轉(zhuǎn)換級(jí)，只有用于提高克服ADC內(nèi)部噪聲所需的信號(hào)電平的放大器，以及用于防止轉(zhuǎn)換器本身出現(xiàn)意外混疊的寬RF濾波器。

至于過濾，有兩種方法。首先，可以應(yīng)用盡可能寬的濾波器，注意防止混疊。通常，可以創(chuàng)建一個(gè)寬帶濾波器，提供高達(dá)80%的奈奎斯特，并且可以覆蓋第一或第二奈奎斯特區(qū)，具有良好的性能。在大多數(shù)情況下，由于混疊，讓通帶跨越奈奎斯特區(qū)域是不合理的，但在某些情況下，這在明確定義的情況下是合適的。

第二種濾波方法是為ADC提供兩個(gè)或多個(gè)通帶。GSPS ADC的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)是高采樣速率有助于非常靈活的頻率規(guī)劃和模擬信號(hào)的放置。對(duì)于多頻段無線電，典型的RF SAW濾波器可以配置在單獨(dú)的RF放大器上，以分別處理每個(gè)頻段，然后匯總到ADC中進(jìn)行采樣。如果這些頻段中的每一個(gè)不混疊到同一頻率上，則它們中的每一個(gè)都可能落入單獨(dú)的奈奎斯特區(qū)。為每個(gè)頻段配備單獨(dú)的放大器，可以針對(duì)每個(gè)頻段優(yōu)化增益，從而最大限度地減少跨頻段脫敏并最大限度地提高性能。但是，如前所述，RF功率可能很大，并且多頻段存在其他選項(xiàng)。

圖7.基本的直接射頻采樣架構(gòu)。

圖8.示例多頻段無線電。

在某些情況下，可以單獨(dú)濾除多個(gè)頻段，但通過單個(gè)RF放大器鏈進(jìn)行放大。這樣做的好處是，RF鏈中的功率通過共享單個(gè)增益路徑來優(yōu)化。但是，兩個(gè)頻段之間的性能必須以某種方式進(jìn)行權(quán)衡。這意味著，如果一個(gè)頻段具有需要調(diào)整增益的大信號(hào)，則會(huì)影響另一個(gè)頻段的性能。在許多情況下，考慮到所需的相對(duì)動(dòng)態(tài)范圍，這是可以接受的。圖 9 中有一個(gè)這樣的實(shí)現(xiàn)。雖然該應(yīng)用側(cè)重于手機(jī)頻段，但它很容易適應(yīng)其他應(yīng)用，包括寬帶儀器，如頻譜分析和采樣示波器。

圖9.簡化的多頻段射頻采樣。

其具體實(shí)現(xiàn)如圖 10 所示。對(duì)于這種設(shè)計(jì)，SAW濾波器的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)經(jīng)過精心設(shè)計(jì)，以確保在一個(gè)頻段的諧振處，另一側(cè)的網(wǎng)絡(luò)顯示為開路。應(yīng)該注意的是，匹配網(wǎng)絡(luò)包括集總元件以及傳輸線。通過這種方式，兩個(gè)不同電路路徑之間的相互作用被最小化。

圖 10.雙聲波實(shí)現(xiàn)。

通過精心設(shè)計(jì)，可以從這些網(wǎng)絡(luò)獲得相當(dāng)好的性能。前向傳輸特性如圖11所示。在這里，每個(gè)單獨(dú)的SAW濾波器的特性得以保留，而不會(huì)影響另一個(gè)濾波器。在此設(shè)計(jì)中，頻段 1 和頻段 3 是平行的。可以選擇其他頻段或頻率范圍，該方法仍然有效。

圖 11.雙頻聲表面波網(wǎng)絡(luò)的S21。

至于信號(hào)電平規(guī)劃，應(yīng)牢記幾個(gè)問題。使用ADC進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，首先要遵循的規(guī)則之一是在ADC前面施加足夠的增益，使前端噪聲淹沒ADC的噪聲。雖然ADC不斷改進(jìn)，但ADC的噪聲本質(zhì)上不是高斯噪聲，并且可能會(huì)在包含它們的任何系統(tǒng)的性能中引起許多問題。4圖12顯示了折合到ADC輸入端的前端噪聲差、ADC噪聲以及由此產(chǎn)生的對(duì)整體噪聲的影響之間的關(guān)系。一般準(zhǔn)則是將前端噪聲保持在ADC以上10 dB以上。如果遵循，這將確保ADC對(duì)總噪聲的貢獻(xiàn)僅小于0.4 dB。這可確保系統(tǒng)性能符合預(yù)期。

圖 12.噪聲貢獻(xiàn)與噪聲差異。

根據(jù)AD9213數(shù)據(jù)手冊(cè)，典型NSD約為–152 dBFS/Hz。標(biāo)稱滿量程為 7 dBm 時(shí)，這表示 –145 dBm/Hz。前端熱噪聲應(yīng)以 –135 dBm/Hz 為目標(biāo)，表示增益加 NF 至少為 39 dB。如圖10所示，該電路提供43 dB的增益和3 dB的噪聲系數(shù)，將前端總噪聲增加到–128 dBm/Hz。在沒有輸入條件下，兩者之間的差值約為19 dB，以獲得最大增益。隨著輸入信號(hào)的增加，由于所用時(shí)鐘源的抖動(dòng)，ADC本底噪聲會(huì)增加幾dB。

放大并聯(lián)SAW濾波器覆蓋的兩個(gè)頻段可以提供更多細(xì)節(jié)。圖14顯示了左側(cè)背景噪聲和右側(cè)近滿量程CW信號(hào)注入的并排比較。查看寬帶本底噪聲而不是兩個(gè)通帶，您可以看到當(dāng)注入大CW信號(hào)時(shí)，本底噪聲略微向右上升。這是由于時(shí)鐘上的抖動(dòng)與模擬輸入有關(guān)。6現(xiàn)在比較兩個(gè)通帶的本底噪聲，在兩個(gè)通帶內(nèi)的本底噪聲中沒有檢測到增加。這是因?yàn)楫?dāng)施加大信號(hào)時(shí)，來自前端的熱噪聲會(huì)淹沒ADC本底噪聲的增加。如果仔細(xì)觀察原始數(shù)據(jù)，可以看到通帶的本底噪聲增加了約0.3 dB，這相當(dāng)于圖12中的噪聲差異為11 dB。

圖 13.對(duì)完成的無線電進(jìn)行空中測量。

圖13提供了對(duì)已完成無線電進(jìn)行空中測量的示例。因?yàn)檫@是一個(gè)非常寬帶的無線電，帶寬超過2 GHz，濾波最少，所以許多信號(hào)都是可見的。頻譜的左半部分顯示高達(dá)約900 MHz的頻率，包括高功率FM和電視廣播。在此之上，在覆蓋2.1 GHz（UMTS頻段1）和1.8 GHz（UMTS頻段3）的兩個(gè)SAW濾波器的通帶之前可以看到最小頻率。波段3由陰影識(shí)別，但兩個(gè)波段都顯示出本底噪聲的升高，正如通過濾波器的過量前端噪聲所預(yù)期的那樣。由于這些測量是在美國進(jìn)行的，因此在頻段 3 中檢測到的很少，但頻段 1 捕獲了頻段 2 的部分下行鏈路。在此之上，抗混疊濾波器去除任何剩余信號(hào)，本底噪聲安靜。

圖 14.之前和之后。

圖 15.美國樂隊(duì) 5.

結(jié)論

雖然各種類型的外差無線電繼續(xù)主導(dǎo)設(shè)計(jì)，但寬帶ADC技術(shù)已經(jīng)成熟到可以用于曾經(jīng)由頻率轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)主導(dǎo)的廣泛應(yīng)用RF采樣的程度。如本文所示，直接采樣寬帶系統(tǒng)存在新的選項(xiàng)。AD9213等產(chǎn)品引入了遠(yuǎn)高于2 GHz的高保真數(shù)字化的可能性，使其成為需要大瞬時(shí)帶寬的應(yīng)用的理想選擇，包括示波器、分析儀和寬帶/多頻段無線電。雖然有人說這在GHz RF頻率上是不可能的，但AD9213已經(jīng)突破了這些障礙，未來幾代產(chǎn)品顯示出持續(xù)改進(jìn)的前景。轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品不斷發(fā)展和成熟，不斷突破性能和效率的界限，使其成為GHz寬帶系統(tǒng)的理想候選者。

審核編輯：郭婷