AD9361和AD9371 RadioVerse?寬帶收發器系列均具有無與倫比的集成度，以及豐富的特性和許多用戶可選選項。這兩個系列在幾個關鍵領域的性能水平明顯不同，兩個產品系列之間的功耗也有很大差異。鏡像抑制是兩個系列的性能差異之一。本文探討了圖像的來源、它們是什么以及它們如何影響整體系統性能。有了這些信息，客戶可以做出明智的決策，并為應用選擇合適的收發器。

鏡像抑制基礎知識

AD9361和AD9371系列均采用零中頻（又稱零中頻或ZIF）架構，集成度非常高，并顯著減少了系統中頻率相關元件的數量。如圖1中AD9371的框圖所示，主接收和發射信號路徑均使用一個復數混頻器級在以本振（LO）頻率為中心的射頻（RF）和以直流為中心的基帶之間進行轉換。有關了解ZIF收發器中使用的復雜混頻器的絕佳起點，請參閱本文末尾引用的有關復雜RF混頻器的文章。1

圖1.RadioVerse AD9371收發器框圖。

ZIF無線電在由于這種高集成度而具有許多優勢的同時，也帶來了挑戰。復數混頻器具有同相 （I） 和正交相位 （Q） 信號。這些信號的相位或幅度的任何不匹配都會降低上變頻I和Q信號組合時發生的求和和抵消。這在上面引用的文章中進行了描述。不完全消除會導致在傳輸時，目標信號的反轉副本出現在本振（LO）頻率與所需信號相反的一側。此副本稱為圖像，與所需信號相比，其幅度減小。類似地，接收時，所需信號的反轉副本出現在與所需信號相反的直流側。在其他一些架構（例如，超外差）中，可以在中間階段過濾此映像。ZIF架構的主要優點是去除了這些濾波器和中間混頻器級，但這需要非常好的I和Q平衡，以將鏡像幅度降低到可接受的水平。

圖2中的接收信號路徑簡化圖顯示了這些失配發生的位置與ΔA，Δf指定的失配C和 Δφ。只有一條路徑顯示附加因素，因為創建圖像的是信號路徑之間的不平衡，而不是信號路徑的絕對增益和相位。因此，僅在其中一條路徑中顯示所有不平衡因子在數學上是正確的。圖2所示的復數混頻器也稱為正交混頻器，因為提供給混頻器的兩個LO信號彼此正交。

圖2.簡化的正交接收器信號路徑顯示損傷。

圖3示出了使用單音或連續波（CW）期望信號和所得不需要的CW圖像的示例。所需信號下變頻至頻率ωC.如果正交平衡不完美，圖像將以頻率 –ω 出現C.鏡像抑制無線電（IRR）是所需信號和不需要的圖像信號之間的dB差。降低正交平衡稱為正交誤差校正（QEC）。

圖3.單音期望信號和不需要的圖像。

鏡像幅度與增益和相位失配有關，公式如下：

哪里：

Δ = 歸一化幅度不平衡。要消除兩個信號，理想情況下，它們需要異相180°，并且具有相同的幅度。cos（d） 中的“d”表示兩個信號彼此之間的相位偏差。0 是理想的。1° 表示一個信號偏離 179° 而不是 180°。如果一個信號的振幅為 1，其他信號的幅度為 0.99，則增量為 0.99。

θ = 以度為單位的相位誤差（理想值為零）

公式1得到一個二維矩陣，因為兩個輸入變量都會單獨降低鏡像抑制性能。該矩陣的一部分如圖4所示，其中整個頁面的軸是幅度不平衡，進入頁面的軸是相位不平衡，垂直軸是以dB為單位的鏡像抑制。例如，如果存在0.00195幅度誤差，并且系統需要實現76 dB的鏡像抑制，則相位誤差必須優于0.01286°。即使在單個集成電路器件中，也很難通過控制影響I和Q匹配的所有因素來實現優于50 dB的鏡像抑制。要實現AD9371通常實現的76 dB鏡像抑制，需要數字算法來操作模擬路徑變量并在數字域中應用校正。

圖4.鏡像抑制（dB）與幅度不平衡（dB）和相位不平衡（度數）的關系。

圖像對所需信號的影響

圖5顯示了單個載波外殼的簡化圖，下變頻后波形以直流為中心。此波形的一個例子是 20 MHz LTE 下行鏈路 OFDM 信號的單個實例。如圖5所示，負側目標信號的一部分將在正側具有圖像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情況下，圖像落在目標信號內（或頂部）并破壞目標信號。

圖5.具有不需要的圖像的單個調制載波。

當接收然后解調信號時，將存在幾種損傷。熱噪聲就是一個例子，它增加了接收信號路徑的本底噪聲。如果圖像落在所需信號內，它們也會增加噪聲。如果所有噪聲源的總和太高，則無法解調信號。單載波和多載波圖中顯示的本底熱噪聲就是一個例子，在這些討論中，作為貢獻因素被忽略了。

當使用AD9361的內部LO時，AD9361與基準時鐘源一起適當提供，具有推薦性能，在沒有本底噪聲限制的情況下，AD9361將實現約–40 dB EVM。EVM 受 RF PLL 相位噪聲的影響限制為 –40 dB。AD9361鏡像抑制性能約為50 dBc，這意味著在圖5所示的單載波情況下，僅鏡像只會使EVM降低約0.5 dB。如此低的EVM降級意味著收發器通常不會成為64-QAM甚至更高調制方案的限制因素。在這種單載波情況下，圖像始終比目標信號小約50 dB，如圖5所示。

圖6顯示了一個多載波示例。這里，所需信號在下變頻后從直流偏移。

圖6.多載波調制信號，帶有來自信號 1 的不需要的圖像，損壞信號 2。

每個所需信號的圖像通過直流反射并顯示在頻譜的另一側。在本例中，兩個目標信號已下變頻為與直流相同的偏移，正側為所需信號1，負側為所需信號2。請注意，所需信號 2 的幅度比所需信號 1 的幅度低 60 dB。在多載波情況下，當來自兩個移動站的信號在傳輸到同一基站時遇到不同程度的路徑損耗時，會出現具有不同幅度的兩個載波。當兩個站與基站的距離不同，或者一個站通過或圍繞與另一個站不同的對象進行傳輸時，可能會發生這種情況。

目標信號 2 的幅度比目標信號 1 的圖像低 10 dB。這表示所需信號 2 的信噪比為 –10 dB。解調，即使使用最簡單的調制技術，即使不是不可能，也是極其困難的。顯然，需要更好的鏡像抑制性能來處理這些情況。

圖7顯示了相同的場景，但具有AD9371的典型接收鏡像抑制性能。

圖7.多載波調制信號，帶有來自信號 1 和低于信號 2 的不需要的圖像。

來自所需信號 1 的圖像現在比所需信號 2 的幅度低 15 dB。這提供了15 dB的信號噪聲比，足以使用各種調制方案解調所需的信號2。

降低AD9361和AD9371正交不平衡的技術

AD9361和AD9371均具有優化的模擬信號和LO路徑，可固有地降低正交不平衡。然而，如上所述，好的硅可以實現的東西是有限的。數字校正可以將鏡像抑制提高幾個數量級。

AD9361接收器正交校準采用一種算法，分析整個接收的數據頻譜，以在整個帶寬范圍內創建平均校正。對于單載波用例和相對較窄的帶寬（如20 MHz），這種校正可在目標帶寬上產生良好的鏡像抑制。這稱為與頻率無關的算法。該算法對接收到的數據和實時更新進行操作。

AD9371在初始化期間通過注入測試音運行接收鏡像抑制校準，以及在工作期間使用實際接收數據運行。這些更高級的校準可針對頻率相關不平衡以及頻率無關不平衡進行調整。算法實時更新。在占用信號帶寬范圍內，實現校正的更高級算法和電路的性能比AD9361高約25 dB。

本文演示了使用接收信號路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發器也必須克服發射信號路徑中的相同問題。發射器的輸出包括所需信號以及信號路徑或LO路徑不平衡時的鏡像。

對于發射信號路徑，AD9361使用初始化校準，將正交不平衡降低到優化硬件設計提供的正交不平衡以下。校準使用放置在單個頻率和單個衰減設置下的CW音。該算法通常使圖像比所需信號的功率低約50 dB。另一種寫法是–50 dBc（低于載波的分貝）。在整個溫度范圍內、寬帶寬或不同衰減設置下工作都會影響圖像電平。

AD9371使用分布在所需信號帶寬上的許多內部生成的音調進行初始發射路徑校準，并確定多個發射衰減設置的校正因子。在工作期間，發射信號路徑跟蹤校準使用實際傳輸的數據，并在工作期間定期更新校正因子。與AD9361相比，AD9371的鏡像抑制性能提高了約15 dB，并且在溫度、衰減和占用信號帶寬范圍內具有這一優勢。

簡化的具體示例

使用本文到目前為止介紹的所有內容，讓我們進行一個思想實驗，并假設我們正在構建一個系統，其中有一個中央基站和多個客戶端設備。為了簡化示例，系統將遠離導致多路徑的對象（如建筑物）進行操作。基站應與客戶端設備通信，這些設備可以分布在整個半徑為 100 米的區域，如圖 8 所示。

圖8.顯示基站和客戶端站的假想小區覆蓋區域。

該系統將使用多個同時傳輸的6 MHz寬載波，總帶寬為18 MHz。假設在這個系統中，一個客戶端單元可能非常靠近基站（例如 0.3 米），而最遠的客戶端單元當然可能是 100 米遠。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50 dB。我們還假設基站基帶處理器可以測量接收功率，然后告訴客戶端將其發射功率增加或減少多達 10 dB。附近的客戶端將降低 10 dB，而范圍遠端的客戶端將以全功率傳輸。這會將基站的接收功率降低10 dB，導致總電位差為40 dB，如圖9所示。 顯示的兩個載體代表上述最壞情況。為清楚起見，省略了可能位于兩個所需信號之間的可選載波。

圖9.多載波調制信號示例。

在此系統中，我們將假設基站和客戶端將使用相同的收發器。如果使用AD9361，則傳輸的圖像可能比目標信號幅度低約50 dB。接收器還將增加類似數量的圖像功率。兩個正交不平衡相結合，產生比所需信號低約47 dB的圖像。

如果AD9371用于鏈路的兩端，則傳輸的鏡像通常為下降65 dB，接收器將提供比所需信號低75 dB的鏡像。將這兩者相加，總圖像比所需信號低約64.5 dB。圖 10 顯示了這兩個結果。

圖 10.AD9361和AD9371的多載波調制信號示例，包含鏡像幅度。

在這個簡化的示例中，我們只考慮圖像的影響，而忽略了對SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線性。在本例中，AD9361的信噪比約為7 dB，而AD9371的信噪比約為24.5 dB。如果該系統采用64 QAM等復雜調制方案，則系統總SNR要求可能會使AD9371成為最佳選擇。如果使用更簡單的調制方案，例如QPSK，AD9361可能綽綽有余。基帶處理器中使用的技術將確定解調信號所需的實際系統SNR。當然，要從這個思想實驗轉向真正的系統，必須考慮以前被忽視的影響，例如熱噪聲。

結論

前面的曲線和兩個收發器中正交校正算法的描述集中在接收信號路徑上。出于同樣的原因，不需要的圖像的影響也適用于傳輸路徑。落在較小載波頂部的傳輸圖像對于接收信號的電臺來說同樣麻煩。

描述收發器用于降低鏡像電平的技術的部分顯示了兩個不同器件系列所實現的定量差異。然后，上面的具體示例將引導我們完成系統設計，并將設計決策縮小到幾個關于解調接收信號所需SNR的簡明問題。雖然AD9371系列始終具有比AD9361系列更好的鏡像性能，但AD9371系列的更高功耗和高速串行接口的使用要求系統工程師考慮設計的各個方面，并為其應用找到最佳解決方案。

審核編輯：郭婷