幾十年來，外差接收器一直是標準接收器選項。近年來，模數轉換器（ADC）采樣速率的快速發展、嵌入式數字處理的加入以及匹配通道的集成，現在為接收器架構師提供了幾年前還不實用的選擇。

本文比較了三種常見接收器架構的優勢和挑戰：外差接收器、直接采樣接收器和直接變頻接收器。本文還討論了對雜散系統噪聲和動態范圍的其他考慮因素。其目的不是將一個選項提升到其他選項之上，而是描述選項的優缺點，并鼓勵設計人員通過工程學科選擇最適合應用程序的體系結構。

架構比較

表1比較了外差、直接采樣和直接變頻架構。顯示了基本拓撲以及每種體系結構的一些優點和挑戰。

	久經考驗的可信度 高性能 最佳雜散噪聲 高動態范圍 電磁干擾抗擾度	交換 許多過濾器
直接取樣		無混合 在L波段，S波段實用	模數轉換器輸入帶寬 增益不隨頻率分布
直接轉換

外差方法經過充分驗證，可提供卓越的性能。實現是混頻到中頻 （IF）。IF選擇在足夠高的頻率下，以使工作頻段中的實用濾波器能夠提供良好的鏡像抑制和LO隔離。在有非常高動態范圍ADC的情況下，通常還會增加一個額外的混頻級來降低頻率。此外，接收器增益分布在不同的頻率下，從而最大限度地降低了高增益接收器的振蕩風險。通過適當的頻率規劃，外差接收器可以具有非常好的雜散能量和噪聲性能。不幸的是，這種架構是最復雜的。相對于可用帶寬，它通常需要最大的功率和最大的物理占用空間。此外，在大分數帶寬下，頻率規劃可能非常具有挑戰性。隨著現代對小尺寸、重量和低功耗（SWaP）的追求，以及對寬帶寬的需求，這些挑戰非常重要，并導致設計人員盡可能考慮其他架構選項。

直接抽樣方法長期以來一直受到追捧。障礙在于以與直接RF采樣相稱的速度運行轉換器并實現大輸入帶寬。在這種架構中，所有接收器增益都在工作頻段頻率，因此如果需要較大的接收器增益，則需要仔細布局。如今，轉換器可用于在L波段和S波段的高奈奎斯特波段直接采樣。進展仍在繼續，C波段采樣將很快變得實用，X波段采樣也將隨之而來。

直接變頻架構可最有效地利用數據轉換器帶寬。數據轉換器在第一奈奎斯特模式下工作，性能最佳，低通濾波更容易。兩個數據轉換器協同工作，對I/Q信號進行采樣，從而增加用戶帶寬，而不會遇到交錯的挑戰。多年來一直困擾直接變頻架構的主要挑戰是保持I/Q平衡，以實現可接受的鏡像抑制、LO泄漏和直流偏移水平。近年來，整個直接變頻信號鏈的高級集成與數字校準相結合，克服了這些挑戰，直接變頻架構在許多系統中都是一種非常實用的方法。

頻率規劃透視

圖1顯示了三種架構的框圖和頻率規劃示例。圖1a是一個外差接收器的示例，該接收器具有高邊LO，將工作頻帶混合到2德·ADC的奈奎斯特區。信號進一步混疊為 1圣奈奎斯特區進行處理。圖1b顯示了一個直接采樣接收器示例。工作帶采樣在 3RD奈奎斯特區和別名 1圣奈奎斯特，然后將NCO放置在頻段中心，以數字方式下變頻至基帶，然后進行濾波和抽取，從而降低與通道帶寬相稱的數據速率。圖1c是一個直接轉換架構示例。通過將雙通道ADC與正交解調器配合，通道1對I（同相）信號進行采樣，通道2對Q（正交）信號進行采樣。

圖1.頻率計劃示例。

許多現代ADC支持這三種架構。例如，AD9680是一款雙通道、1.25 GSPS ADC，具有可編程數字下變頻功能。這種類型的雙通道ADC支持2通道外差和直接采樣架構，或者轉換器可以在直接變頻架構中成對工作。

在分立式實現中，直接變頻架構的鏡像抑制挑戰可能很難克服。通過進一步集成與數字輔助處理相結合，I/Q通道可以很好地匹配，從而大大改善鏡像抑制。最近發布的AD9371的接收器部分是一款直接變頻接收器，如圖2所示，注意與圖1c的相似之處。

圖2.AD9371的接收器部分：單芯片直接變頻接收器。

雜散噪聲

任何具有頻率轉換的設計都需要付出很多努力，以盡量減少帶內折疊的不需要的頻率。這是頻率規劃的藝術，涉及可用組件和實用濾波器設計的平衡。簡要討論了一些支線折疊問題，并參考了設計人員的參考資料以進行進一步解釋。

圖3顯示了ADC輸入頻率和前兩次諧波相對于輸入頻率相對于奈奎斯特頻段頻率的函數的折疊。對于遠小于奈奎斯特帶寬的通道帶寬，接收器設計人員的目標是選擇將折疊諧波置于通道帶寬之外的工作點。

圖3.ADC 頻率折疊。

接收器下變頻混頻器具有額外的復雜性。任何混頻器都會在設備內部產生諧波。這些諧波全部混合在一起并產生額外的頻率。這種效果如圖 4 所示。

圖4.下變頻混頻器雜散。

圖 3 和圖 4 僅繪制了高達 3 階的雜散圖。實際上，這些是額外的高階雜散，很快就會給設計人員帶來無雜散的動態范圍問題。對于窄分數帶寬，細致的頻率規劃可以克服混頻器雜散問題。隨著帶寬的增加，混頻器雜散問題成為主要障礙。隨著ADC采樣頻率的增加，直接采樣架構有時具有較低的雜散性能更為實用。

接收器噪聲

接收器設計的大部分工作都放在最小化噪聲系數（NF）上。噪聲系數是信噪比下降的量度。

組件或子系統噪聲系數的影響是輸出噪聲功率高于熱噪聲水平，并通過噪聲系數增益增加。

級聯噪聲系數的計算公式為

在ADC之前選擇接收器增益并確定所需的ADC SNR是總接收器噪聲系數和瞬時動態范圍的平衡。圖 5 提供了要考慮的參數的表示。為了便于說明，接收器噪聲由ADC之前的抗混疊濾波器整形。ADC噪聲顯示為平坦白噪聲，目標信號顯示為–1 dBFS時的連續波（CW）音。

圖5.接收器 + ADC 噪聲。

首先，需要dBm或dBFS的通用單位。將ADC噪聲從dBFS轉換為dBm取決于轉換器滿量程電平和轉換器噪聲密度。此外，噪聲功率與帶寬成正比，因此需要一個通用帶寬單元。一些設計人員將使用通道帶寬，這里我們歸一化為1 Hz帶寬，噪聲功率為/Hz。

總噪聲的計算公式為

這就引出了ADC靈敏度損耗的概念。ADC靈敏度損耗是衡量ADC引起的接收器噪聲下降的指標。為了最大限度地降低這種劣化，接收器噪聲應遠高于ADC噪聲。這種限制以動態范圍的形式出現，較大的接收器增益限制了在沒有ADC飽和的情況下接收的最大信號。

因此，接收器設計人員面臨著平衡動態范圍與噪聲系數的持續挑戰。

結論

本文回顧了外差、直接采樣和直接變頻接收器架構，重點介紹了每種架構的優點和挑戰。還介紹了接收器設計的最新趨勢和考慮因素。隨著全球對更大帶寬的需求，再加上GSPS數據轉換器的進步，預計許多不同的接收器設計將在未來激增。

審核編輯：郭婷