下面顯示的電路效果很好。你應該嘗試一下。

這適用于標稱值為0-3V單端或差分信號，來自CCD、CMOS圖像傳感器或其他類似信號源。如圖所示，信噪比為88dB。使用AD8008代替U1，并進行一些其他細微改動，可產生92dB SNR，在15Msps時在一個像素中建立至0.02%。

用于映像的驅動程序（長版本）

首先，我要說明此驅動程序不一定僅適用于映像應用程序。通過成像，我們實際上意味著：任何涉及采樣同步步驟到不同電平的信號，例如您可能從CCD看到的信號。或者更準確地說，是突然的階躍，或瞬態，然后相對靜態地停留在任意電壓電平下，最好涉及時鐘周期的某個合理部分，以便在采樣前建立。這些不同的級別可能是像素。例如，這可能意味著CCD場或線性陣列傳感器，光學，X射線或紅外圖像傳感器，或者實際上是多路復用信號。如果該驅動器之前有多路復用器，則多路復用器選擇的信號的頻譜功率分布應主要低于1 MHz，至少在采樣前約10-15 nsec期間。

如果此用途用于CDS采樣，則實際最大像素速率為7.5Msps，并且必須在數字域中減去黑色基準電壓源。

圖1.帶有兩個不同供應商的兩個雙通道電流反饋放大器的原型

LTC?2387 是一款 18 位 ADC，其 SNR 和線性度遠超集成式 CCD 解決方案。

可以使用動態范圍代替PGA，以適應大范圍的積分時間或不同的器件。毋庸置疑，這并非針對消費類成像應用。本文的初衷是將LT1396用于U1和U2，但利用ADI公司的多個電流反饋放大器可以實現更低的噪聲。以更高的功耗為代價，更高的SNR的好處可能受到傳感器特性的限制，并且在一定程度上受到傳感器使用的限制。例如，如果可以對多個幀進行平均，并且分辨率受到像素間增益和偏移變化以及噪聲的影響，則驅動器的較高SNR在任何情況下都將具有有限的價值。

在撰寫本文之前幾個月，AD8008和AD8002對該電路進行了測試。當時，這個其他人口并不打算發表。這樣做只是為了調查目的。其他供應商的電流反饋放大器（CFA）也已嘗試過，因為它們在本系列的第一部分和第三部分中已經出現。但只有一家供應商的器件比 LT1396 實現了有意義的改進。現在，發布它似乎是合適的，因為該供應商現在是我們。AD8008 還具有低于 LT1396 的 in+ 偏置電流。

此拓撲與 2013 年 7 月的文章“用于成像的近乎無噪聲的 ADC 驅動器”相關。該版本針對 84dB SNR 20Msps LTC2270 發布，其輸入范圍為 2.1V p-p。如果需要更多詳細信息，我建議也閱讀該文章。

圖 2 紅色值反映了 LT1396 版本更新至 AD8008 時的變化 紅色元件是布局上不存在的建議附加組件。

本電路與20 Msps LTC2270的2013年拓撲結構之間的區別在于，此新版本必須在輸入級提供增益，以便為LTC2387的8V峰峰值輸入范圍實現足夠的信號擺幅。這種方法假設“視頻”信號處于常見的3-5V峰峰值范圍內。第一級輸出端的信號電平必須大于ADC的輸入范圍，因為它在ADC之前的共模伺服級中衰減。共模伺服提供基本上無噪聲的單端到差分平移。此版本中的衰減僅為3.8dB，小于我之前使用這種方法的情況。這部分是因為在12V電源下，驅動輸入放大器輸出端的無失真信號擺幅被限制在約8V峰峰值。被驅動放大器（消耗此增益）假設為單端驅動，其偏移量幾乎是補碼放大器的兩倍。如果采用標稱平衡的差分信號驅動，并且此版本與原始文章的不同之處在于它本質上是差分的，則輸入級增益可能會更高，SNR也會得到改善。這種改善部分是由于噪聲電流在較高增益下變得不那么顯著，部分是由于共模伺服中的衰減更大，從而降低了噪聲電壓和噪聲電流的影響。共模抑制將單端驅動（或在這種情況下，相當不平衡的差分驅動）轉換為體面的差分驅動，更像傳輸線巴倫。原始文章使用 LT1395 系列作為單位增益輸入緩沖器，直接從反相輸入獲取功率輸出（用于驅動 ADC 的實際功率），就好像它是發射極跟隨器一樣。如果視頻信號為 10V 峰峰值差分，則 LTC2387 可能采用該板精確地以這種方式驅動。這將需要一些不同的人口。當然，如果共模正確，并且輸出阻抗得到良好控制，傳感器的8Vp-p差分驅動可能會直接驅動ADC。LTC2270 版本將 4-5Vp-p 單端視頻輸入轉換為 2.1Vpk-pk 差分。LT1396 基本上充當反饋環路內的一對互補發射極跟隨器。放大器的輸出僅用于通過最小402Ω FB電阻閉合環路。

以這種方式使用的 LT1395 具有相當低的噪聲和非?？斓慕⑺俣?。然而，在產生增益時，其4.5 nV/√Hz輸入噪聲電壓和25 pA/√Hz的反相輸入噪聲電流是主要噪聲源。不幸的是，低噪聲電壓反饋放大器和軌-軌輸出放大器通常被宣傳為適合成像驅動器，但通常速度太慢。

碼型噪聲和建立

慢建立會將任何時序變化、任何受傳播延遲或幅度確定性變化影響的時鐘饋通、任何串擾轉換為通常所說的“碼型噪聲”。這通常是對角線的形式，有時會產生其他有趣但仍然不需要的效果。這些模式通常提供有關該變體起源的線索。如果建立不完全，時鐘饋通或CCD中的電荷注入的重復變化將產生與時序變化類似的影響。同樣的情況也存在于時序變化的多路復用信號中，或者與拓撲中的器件相關的可變電荷注入，或者多路復用器輸出電容中常見的“電荷共享”?？膳碌臅r序變化可能源于軟件、中斷驅動處理器，在較小程度上可能源于集成時序引擎、FPGA 中的 DLL 和其他設備，而不是傳感器本身。圖案噪聲也可能源于串擾機制，其根源在于糟糕的PCB布局設計，當然也源于電源設計，盡管通常是間接的，但紋波轉化為電荷注入的變化。

在某些情況下，成像客戶斷言，緩慢的建立應該不是問題，因為人們認為像素之間沒有干擾，也沒有時序變化?；叵肫饋?，這些似乎往往是后來發現模式噪聲是一個問題的情況。然而，在某些情況下，模式噪聲無疑是由于選擇不當的差分放大器引起的振鈴，不適合低增益、高壓擺應用。由于相位裕量差，振鈴也會將時序變化轉化為模式噪聲，因為它是另一種形式的存儲器。反射回放大器輸出的復雜電抗負載會產生模式噪聲，因為它不僅可能延遲，而且可能會阻止建立，其方式是微妙的，在示波器、數據手冊或仿真中觀察建立行為不是很明顯。我們曾有人發送簡單的模型，質疑為什么模擬沒有顯示效果。

未充分建立的放大器可能看起來PSRR較差，因為電源會對轉換和建立產生一些影響。這可能會被誤解為僅僅是電源問題或PSRR問題。修理電源就像在斷腿上貼創可貼一樣。

許多放大器具有不對稱壓擺，再加上高dv/dt信號源、緩慢建立甚至后濾波，可能會將時鐘直通變化、電荷注入和其他像素間干擾轉化為平場中可識別的偽影。在許多情況下，建議在這種放大器之前進行一些頻帶限制，即使人們可能會認為它會加劇緩慢的建立。此問題可能標記為包絡檢測。從成像設備傳導到慢速建立放大器的類似RFI的偽影可以產生模式，手機流量的接收也可以產生模式，盡管這更隨機。假設可以在數字域中實現簡單建立行為的模型，一致的建立時間雖然可能不夠快，但不接近壓擺率限制的非線性效應，在軟件中更容易校正。

其中一些模式噪聲問題的根源在于，放大器可用的建立時間通常小于預期，并且通常小于像素間隔的50%。在 15Msps 時，這意味著只有 33 納秒。例如，LT6237（有時不明智地提升用于成像）在4Vp-p場景中需要大約1微塞才能建立到18位。這可以說太慢了大約 30 倍。當然，合適的放大器也必須是低噪聲的。

在15 Msps和接近18位時，這似乎使CFA成為唯一明顯的選擇。LT1396在25 nsec內建立至0.1%，除此之外，數據手冊中未對此進行表征。無論如何，這在建立和噪聲方面都不夠好。AD8008至0.1%的建立時間為18 nsec （2Vp-p），AD8002的建立時間為16 nsec。請注意，我僅使用穩定到 0.1% 進行比較，但甚至穩定到 0.01% 可以說是不夠的。當然，許多成像設備不保證18位轉換器，但是，如果可以對多個幀進行平均，則可以在統計上實現18位的好處。

如上圖所示的電路在一個像素間隔內建立到0.02%以內，在滿量程階躍后，在15Msps，在10Msps時在0.01%以內。

信 噪 比

然而，放大器的建立并不是選擇放大器的唯一因素。反相輸入噪聲電流在所有這些CFA的低增益（<7dB）應用中占主導地位。

LT1395系列具有4.5 nV/√Hz和400 MHz GBWP，一直是我的主力。在下面的電路中，將LT1396作為U1時，我們看到SNR為87.5dB。這比之前發布的 LTC2270 版本的 83.5dB 要好 4dB。然而，就ADC輸入端的噪聲密度而言，它并沒有更好;因為輸入范圍增加 12 dB 是導致 SNR 增加的原因。

但是，使用AD8008時，我們看到SNR為90.7dB;AD8002的信噪比為91.5dB。在穩定和信噪比之間有一些權衡。建立速度更快的版本在信噪比方面差約1 dB。

熱尾

CFA表現出由于局部加熱引起的熱尾，主要是輸入級中的第二個晶體管，在加熱有機會到達第一個晶體管中的對應晶體管之前的一段時間內表現得最為嚴重。如果所有 4 個輸入晶體管都處于相同的溫度，它們的 VBE 將在很大程度上抵消。然而，它們的溫度不同。

當在傳遞函數的另一端存在擴展停留時，影響的大小最為嚴重，約為0.05%。一個表觀的熱時間常數約為1.3-1.5微塞，但它不是一個簡單的時間常數。對應晶體管之間存在時間滯后，看到耗散的晶體管的熱時間常數以及芯片本身的熱質量之間存在時間滯后。使用汞濕繼電器揭示了這一點，但限制了可以產生的脈沖的持續時間。這種成像驅動器/ADC組合還帶來了我在汞潤濕開關中沒有觀察到的光效。電導率開始和停止時的行為顯示了涉及表面張力的物理現象的證據。然而，使用模擬開關生成測試信號在早期階段向我們隱藏了這些影響，似乎是由于載流子壽命長會延遲完全關閉，從而產生延長的建立時間，奇怪的是，誤差相同，但極性與熱效應相反，持續時間約為 750 nsec 至 1 微塞。更令人高興的是，對于像素之間的短時間瞬變，返回到原始狀態時的熱誤差很小。在平坦場中，當時鐘饋通或像素之間的其他瞬變時，這些效應不應像緩慢的電建立那樣產生圖案噪聲。

隨著脈沖持續時間和信號電平的變化，效果從看似過阻尼的緩慢建立到立即過沖不等。過沖不屬于與反饋環路中相位裕量差或振鈴相關的類型，而是顯示為 1.3-1.5 微塞的簡單 tau。然而，由于存在具有不同tau的相反效應，因此沉降的形狀隨時間而變化，在某些情況下會產生快速建立的錯覺，然后是延遲的過沖。對于許多成像應用，這種熱尾應該不是問題，因為它可能只在線條或幀的開頭看到。對于醫學成像，在平坦的視場中響應短時間瞬變而快速建立是最重要的，熱尾部在假設的高對比度圖像中表現為微妙的重影，在低對比度視場中是難以察覺的，即使增強到高對比度。如果能夠顯示這種分辨率的高對比度彩色圖像，則需要大約80億種顏色才能使熱尾部可辨別。

模擬校正還是數字校正？

有一個一階補償網絡，我沒有在PCB上做規定，它由0.75 pF組成，與68KΩ串聯，放置在R28上。這是以1.5pF-68K-1.5pF的形式進行測試的。

它的tau為51 nsec。盡管實際的熱尾是一個更復雜的功能，與復雜的3D熱環境以及與加熱相鄰輸入晶體管相關的熱滯后，此時存在一定程度的抵消，但簡單網絡在干擾短的情況下在不到1個時鐘周期內加速建立。但是，如果在可變持續時間偏移到輸入范圍的相反極端后需要建立到16-18位電平，則在數字域中對放大器中的熱過程進行建模可能是解決此問題的最佳方法。可能有必要使用軟件學習，因為可能有多個貢獻者，包括成像設備，這可能會混淆簡單的方法。

線性

該電路線性度的測試以與原始文章類似的方式完成，涉及fs/2或fs/4的高電平方波，以及較低幅度的正弦波，即奈奎斯特模擬像素的方波。如果采樣的時間相對于方波被推到“像素”的末端，因此，您將努力對實際像素進行采樣，則互調失真應最小。不建議提前采樣，因為這會縮短建立時間。不太明顯的是，如果過早采樣，共模伺服將沒有時間建立，因此，不會有效地抑制共模。有些人質疑成像應用中是否需要高線性度，但即使我可以，我也不會解決這個問題。LT1396版本的線性度不如AD8008，這可能與LT1396中的交越失真有關。然而，LT1396 版本的線性度實際上可能不是許多成像應用所關心的問題，87dB SNR 可能是可以接受的，因為它很可能由傳感器主導。在這種情況下，LT1396 的較低電流消耗可能很有吸引力。AD8002的失真比AD8008版本略大，但噪聲更低，因此對于其他客戶來說可能更可取。許多成像器件甚至會比LT1396版本的–87dBfs本底噪聲高20 dB左右。對于短孔徑時間、低照度、低劑量激發或小面積成像器，驅動器的信噪比無關緊要...多。事實上，LT6411 是一款源自 LT1395 系列的器件，仍采用 12V 工藝，由于采用了內部反饋電阻器，因此建立時間要快得多，而且應該會產生與 LT1396 版本大致相同的本底噪聲，因此正在考慮對上述電路板進行新的迭代。AD8003三元組有第二種變體，但事實證明它具有更嚴重的熱尾，盡管它可能有一些優點，因為它更快。

本電路與 LTC2270 的原始 2013 成像拓撲不同，因為輸入級還有助于從單端信號到差分信號的轉換。由于差分增益約為3，因此第一級的輸出具有一個共模分量，該分量相對于差分分量降低約14 dB。因此，即使ADC的輸入范圍高出4倍，輸出共模伺服也可以與原始設計大致相同。然而，這種更高增益、更高輸入范圍的版本確實有一個額外的共模環路，用于控制電平轉換，并降低輸出伺服在電平轉換中的作用。然而，這種電平轉換可能需要微控制器和DAC的參與。原型在伺服中具有很高的增益，并且在照明發生劇烈變化的情況下，伺服器必須做出響應?？赡苄枰档驮撍欧脑鲆?。（C11與電阻并聯）。這是視頻電平的問題，因為0-4V或0-5V不允許那么多的動態余量。如果輸入共模相對穩定，電平偏移可能只是一個固定偏置。

共模輸出伺服必須控制一對節點，在共模下，不得顯示為容抗。輸出濾波器將共模伺服與第一級的輸出、電平轉換伺服、ADC的輸入電容以及各種傳輸線隔離開來。濾波器還盡可能降低混疊噪聲帶寬，并降低從ADC返回的瞬變的頻率成分，以及從前端返回的瞬態共模的頻率成分，共模伺服都無法很好地處理，使其保持閉環操作。

此 LTC2387 版本中的共模伺服 U2A 通過 C5 和 C6 工作于輸出濾波器，以及旨在顯示為 ADC 吸收性網絡的一部分。如果沒有此功能，使用雙工器級跟隨伺服可能會影響共模建立。例如，電路板具有將最后一個吸收器從R13移動到R30的規定，或者在兩者之間分配。但是，將整個共模瞬態功率返回到共模伺服的輸出可能是不明智的。伺服可以被視為在不影響差分阻抗的情況下降低了共模阻抗。

L1、L2、L3 和 L4 是共模環路的組成部分，將受控節點與容性負載 C9 和 C4 隔離開來。濾波器L4和C4的輸出端以及對應的輸出端是差分雙工器，在較高頻率下似乎對ADC具有吸收性。差分信號不與共模伺服相互作用，但共模組件將在L1和L4之間的節點及其對應處看到低阻抗。

正如本系列第三部分所解釋的，輸出伺服中元件的寬松公差會影響SNR和失真。與其重復原始文章中解釋的細節，如果這篇文章在細節上顯得有點不足，我會要求您閱讀這些細節。

使用具有相對高輸入電流的CFA可能會成為某些傳感器的問題來源。LT1395的最大in+電流為30 uA。然而，許多低噪聲VFB放大器也具有相當高的輸入電流。例如，LT6200 的最大偏置電流規格為 –40uA，而 LT6237 的輸入電流規格均為 12uA，但兩者都太慢。AD8008和AD8002的最大輸入+電流分別為8uA和10uA。如果采樣速率小于10 Msps，則可以使用LTC6268 FET放大器（5 nV/√Hz）作為輸入級。然而，LTC6268 被限制在一個 5V 電源內，因此需要一個差分視頻信號才能實現實用。

測試和驗證

由于沒有預算可以購買，也沒有時間設計一個 18 位線性 CCD 仿真器，也不可能有任何 CCD 或光源，就此而言，這可能為我們提供任何方法來證明該解決方案在我們愿意相信的范圍內是線性的，我們別無選擇，只能澄清原始文章中提出的情況， 并完善它。我們確實收到評論說，成像客戶不知道如何解釋我們提出的案例。

圖3.精密方波源與正弦波相結合的實驗裝置

原始文章中的測試用例是奈奎斯特的方波，并結合了 70 KHz 的音調。在方波的存在下，有一些IM產品生產出來，但基本表觀功率沒有變化，至少沒有出小數點后3位。AD8008的正弦波IM失真水平相當低，為15-16位電平。

在本設計中，使用 LT1396 時，奈奎斯特鰭片處的雜散約為 –65dBfs，或相對于 –20dB 正弦波約為 –45dB。AD8008的功耗為–98dBfs。這與16位ADC的量化誤差功率相同。我并不是說它源于量化誤差;它只是在功率方面具有可比性。在以熱噪聲為主的時域應用中，至少在AD8008的情況下，熱噪聲無關緊要。

在這種新案例中，我們的單端方波源是一個ADG772模擬開關，在兩個基準電壓之間切換，每個基準電壓都有傳輸線的源端接。它們在放大器上不是端接，而是在R18中以高頻端接。此開關是差分開關，未使用的線路也是源端接的。請注意，L4與R18并聯可降低源阻抗，以提高噪聲密度。R40和R44本身不是端接，其值取決于成像設備。無緩沖成像器件可能要求不存在這些電阻。重復電荷轉移代表相當低的阻抗，并將提供足夠的偏置電流。

如果采用單端驅動，則另一路輸入可采用仿真成像器件阻抗的源進行偏置，或者采用來自低噪聲基準電壓源的低阻抗進行偏置。

CFA的輸入電流相對于許多電壓反饋放大器來說很高，如果唯一的存儲機制是C16，則在一個時鐘周期內，在15 Msps時，它可能會下降近20mV。如果時序是確定性的，這只是一個偏移量。如果時間是可變的，這可能會變成噪音或模式。4V范圍內的20 mV壓降為0.5%，18位轉換器的壓降為1300個。如果定時信號和采樣之間的總抖動為50 psec，則轉換為約1 lsb的噪聲。現在，按照高速標準，50 psec的抖動很大，而1 lsb比熱噪聲低20 dB，因此除非時序由軟件驅動，否則它不太可能成為噪聲源。軟件中更高優先級的中斷可能會產生非常重大的損害。請注意，FPGA 中的 DLL 很容易產生 50 psec 抖動。

在此LTC2387版本的互調測試中，由于與發生器、濾波器和直流模塊有關的原因，我們將交流頻率提高到300 KHz，但將其功率電平降至–20dBfs，從而使方波驅動具有接近全振幅。當兩個音調的功率相等時，IM產品通常最大，但幅度瞬變越高，更接近實際成像信號。此場景旨在仿真成像信號中的近滿量程步進，但使用較弱正弦波的調制作為線性度的度量。如果存在顯著的非線性，無論是以壓縮形式還是以差分相位誤差的形式，三階交調產物都會從方波偏移300 KHz。如果有壓縮，基波的振幅也會改變，盡管需要大量的數字才能看到效果。我們在基本功率Pscope中添加了數字，以測試這一點。

由于缺乏更好的術語，即關于雙極零的對稱，如果存在相同程度的壓縮（增益降低），則由正弦波疊加在兩個不同的邏輯狀態上產生的信號的對稱雙峰性質可能不會產生顯著的三階IM。它將在奈奎斯特以下2fsine生產產品，這是由于這兩種狀態之間的相位交替產生的。因此，我們還在奈奎斯特測試了300 KHz正弦波與方波的組合，在雙極性零點和傳遞函數的任一最大值之間切換。接近滿量程的壓縮會產生AM，AM在奈奎斯特減去f處顯示為音調，向外是下邊帶，但實際上兩個邊帶組合為另一個之上的上邊帶別名。這種情況實際上并沒有產生更嚴重的三階互調失真，因此假定線性度是可以接受的。請注意，方波中與fs/2的輕微偏移會隔離兩個邊帶，但也會導致整個“像素”的采樣。

圖4.1/2 奈奎斯特 （3.75 MHz） 附近的方波測試，顯示變焦 Y 軸上的熱尾（上插圖）

圖4顯示了奈奎斯特/2附近的方波，而不是奈奎斯特附近的方波測試。頻域圖上指示的諧波只是偶數階，所有奇次分量都存在于fs下的方波中。不對稱壓擺率會產生第 2 個（在本例中靠近奈奎斯特）、第 4 個（靠近 DC）及以上，顯示此僅用于闡明測試場景。壓擺率的不對稱性是可見的，因為線在兩種狀態之間沒有交叉一半。如果方波在奈奎斯特，在狀態變化之前采樣，則數據將由相同值的樣本對組成。不會有關于回轉或沉降的信息。有兩個時域圖，上面的圖夸大了大約 125 倍。上圖顯示了這種情況在由點組成的圖中的重疊性質，放大到雙極零點附近的區域。

復雜性的批評與辯護

對這個電路以及本系列中其他電路最激烈的批評是復雜性。有幾個基本事實強加了這種程度的復雜性。高線性度需要放大器的高GBWP，不幸的是，這意味著大量的噪聲帶寬。ADC的輸入帶寬為200MHz，或27個奈奎斯特區，頻率為15Msps。如果采樣受到放大器的整個帶寬的影響，假設噪聲密度是平坦的，則放大器的噪聲將比限制在1奈奎斯特區的噪聲大14.3 dB*。*（10log（200/7.5）=14.3 dB） 由于放大器占主導地位，這將接近 14 dB 的損失。這意味著必須對輸出進行濾波才能獲得高SNR的優勢。但是，您不能將 BW 限制為 1 奈奎斯特區并獲得快速穩定。大約需要奈奎斯特 BW 的 3-5 倍。將帶寬從ADC的全200MHz帶寬限制到約37MHz，仍然有7 dB的優勢。這是 5 個奈奎斯特區，其中包括奈奎斯特方波的 5 次諧波。雖然需要降低噪聲帶寬，但具有陡峭過渡帶或阻帶中深零點的濾波器會響應突然的階躍而振鈴。

驅動ADC時，濾波器的建立有兩個方面發揮作用;對輸入波形的脈沖響應（與RF工程師的S21相關），以及對從ADC接收瞬變的響應反射（S22）。在雙端口反射濾光片中，這些是密切相關的。在吸收式過濾器或可被視為多端口過濾器的過濾器中，這些過濾器可以在一定程度上彼此分離。吸收式濾波器對于實現直接采樣ADC的全部性能至關重要。但是，它們往往更復雜。

響應來自LTC2387的干擾而建立的可用時間為1/fs-39nsec，或27 nsec（15Msps）。一個枯燥的推理表明，LT1396的25 nsec建立就足以滿足這種情況。但是，放大器必須從ADC的角度建立，同時通過限帶濾波器的延遲響應進行交互，同時驅動濾波器的復阻抗。此外，相互依賴的放大器可延長相對于單個放大器的建立時間。然而，差分輸入級由兩個CFA組成，與由電壓反饋放大器組成相比，其相互依賴性要小得多。為了可視化這種效果，例如對于單端輸入信號，驅動放大器反相輸入端的信號由輸入級直接緩沖，就像發射極跟隨器一樣，并注入相反的放大器，充當反相放大器。這一方面顯著改善了響應快速輸入階躍的初始建立。然而，令人高興的是，濾波器減輕了反射到放大器中的干擾。為了直接采樣ADC的高線性度，以及成像應用，可能需要輸出網絡的快速建立，以消除采樣過程中的任何非線性電荷，以及成像應用，也許是為了降低模式噪聲。這通常意味著高斯吸收濾波器。不幸的是，吸收式濾光片通常比反射濾光片復雜2-3倍。在這樣的驅動器中實現最佳阻尼需要一個具有脈沖響應的濾波器，該濾波器在兩個方向上完全按照所需的建立時間建立，也許要考慮放大器的壓擺率。如果壓擺率不對稱，則不太可能在兩個偏移的建立和帶寬之間實現最佳權衡，并且濾波器的建立速度必須更快。假設對稱回轉，濾波器本身的最佳脈沖響應將是涉及放大器擺動的脈沖響應，而不是理想的步進。但是，如果放大器的壓擺率限制在某個幅度以上，這將意味著針對不同的偏移提供不同的解決方案。因此，在放大器之前需要一些壓擺率限制，由C16和C17確定。如果在放大器之前限制壓擺率，使放大器遠離壓擺率限制，則濾波器應針對任何幅度偏移保持一致，并且更容易在軟件中進行校正。使放大器遠離壓擺限制還可以防止輸入端產生較大的誤差電壓，使其遠離非線性操作，并避免延長恢復過程。

共模伺服必須工作在一對看似實際阻抗而不是無功阻抗的節點中，因此，輸出濾波器再次比簡單的反射濾波器稍微復雜一些。由單個放大器控制的這兩個節點必須在復阻抗方面匹配，否則會將該放大器的共模誤差和噪聲轉換為差分元件，并被ADC看到。

傳輸線上反射的控制，以及將高速路徑與低速共模環路隔離的其他元素也增加了復雜性。該原型板旨在使我們能夠評估采用 MS8 封裝的 LT1396 與 AD8008 以及其他器件。還有其他具有不同引腳布局的器件，它們建立速度更快，噪聲更低，并且可能更適合產生緊湊的布局。已經考慮使用電阻器陣列，這可能會產生更緊湊的布局。如果對此電路感興趣，可以提供幫助，并且可以以空白或部分填充的形式提供現有電路板。必須針對每個傳感器和應用評估此驅動程序的適用性。但是，這種拓撲的動態范圍和快速建立可能無需為每種類型的傳感器進行定制。該聲明假設增益足夠低，可以容納預期的最高信號電平。

其他應用

對于某些應用，放棄ADC輸入范圍的一半并使用單極性驅動可能是有意義的。請注意，這意味著ADC使用0V-4.096V差分驅動，而不是單端驅動。如果一個假設的成像設備在“黑暗”中具有最低的噪聲密度，我們稱之為黑暗，黑暗可以放置在雙極零度。這意味著無需注入大規模偏移，這是1/f噪聲的另一個潛在來源。LTC2397 的 1/f 區域在雙極性零點時非常低，在接近全標度時則不那么低。從理論上講，考慮到放大器的5個奈奎斯特噪聲帶寬區的折疊，在增益降低的情況下，使用一半的輸入范圍時，AD8008的1/f轉折頻率應約為1000 Hz，LT1396的1/f轉折頻率應約為10 Hz，而AD8002的雙極性零時可能只有約10 Hz。

當基準電壓源的靈敏度最大化（接近滿量程）時，ADC的1/f轉折不是那么低。1/f 轉角約為 15KHz，內部基準基于接近滿量程的直流測量。AD8002版本的1/f角在零點處確實明顯更好。

請參閱第四部分文章，了解如何在整個范圍內驅動 LTC2387 基準以實現低 1/f。

使用輸入級時，一個輸入為0V，另一個輸入接收以地為參考的單極性信號，可能需要對共模舵機和電平轉換控制進行一些更改。我應該為伺服系統使用兩個單放大器，因為這會使電路板更加靈活。如果電平轉換控制能夠使用更負的電源軌，輸出共模伺服可能采用單個正電源，則輸入級的噪聲增益可以更好地保留。

以這種單極性方式使用，這很像本系列的第三部分，即跨阻應用，但用于更快的上升時間或更短的脈沖。然而，這僅適用于脈沖或像素與采樣同步的應用，例如源自與采樣同步的脈沖激勵。如果增益下降2倍，在AD8008版本中，僅使用ADC范圍的1/2，SNR仍將約為88dB，而ADC現在占主導地位，放大器的貢獻基本上下降了6dB。

審核編輯：郭婷