在本文的第一部分“數字下變頻器——第1部分”中，我們探討了行業對更高頻率RF頻段采樣的推動，以及數字下變頻器（DDC）如何實現這種類型的無線電架構。討論了與AD9680系列產品中的DDC相關的幾個技術方面。其中一個方面是，更高的輸入采樣帶寬允許無線電架構可以直接在更高的RF頻率下采樣，并將輸入信號直接轉換為基帶。DDC使RF采樣ADC能夠對此類信號進行數字化處理，而無需花費大量數據吞吐量。DDC中的調諧和抽取濾波可用于調諧輸入頻段并濾除不需要的頻率。在本期中，我們將仔細研究抽取濾波，并將其應用于第 1 部分中討論的示例。此外，我們還將介紹虛擬Eval，它將ADIsimADC引擎集成到新的改進軟件仿真工具中。虛擬評估將用于演示模擬結果與示例中測量數據的匹配程度。

在第 1 部分中，我們查看了一個示例，在該示例中，我們在 DDC 中使用 NCO 和抽取濾波來查看 DDC 中頻率折疊和轉換的效果。現在，我們將仔細研究抽取濾波以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應。我們將再次以AD9680為例。抽取濾波器響應經過歸一化處理，以便可以看到和理解響應，并可以應用于每個速度等級。抽取濾波器響應隨采樣速率成比例。在這里包含的濾波器響應圖中，沒有準確給出具體的插入損耗與頻率的關系，但形象地顯示了濾波器的近似響應。這些示例旨在對抽取濾波器響應有一個大致的了解，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所在的位置。

回想一下，AD9680有四個DDC，包括一個NCO、最多四個級聯半帶（HB）濾波器（也稱為抽取濾波器）、一個可選的6 dB增益模塊和一個可選的復數到實際轉換模塊，如圖1所示。正如我們在第1部分所討論的，信號首先通過NCO，NCO在頻率上移動輸入音調，然后通過抽取，可選地通過增益模塊，并選擇性地通過復數到實際轉換。

圖1.AD9680中的DDC信號處理模塊。

我們將首先研究AD9680中復數到實際轉換模塊時DDC抽取濾波器。這意味著DDC將配置為接受實際輸入并具有實際輸出。在AD9680中，復數到實數轉換自動將輸入頻率上移，幅度等于fS/4.圖2顯示了HB1濾波器的低通響應。這是HB1的響應，顯示了真實和復雜的域響應。為了了解濾波器的實際操作，首先要看到真實域和復域中的基本濾波器響應，以便可以看到低通響應。HB1濾波器的通帶為實際奈奎斯特區的38.5%。它還有一個停止帶，是真實奈奎斯特區的38.5%，過渡帶占剩余的23%。同樣，在復域中，通帶和阻帶各占復奈奎斯特區的38.5%（總計77%），過渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是真實域和復雜域之間的鏡像。

圖2.HB1 濾波器響應 — 真實域響應和復雜域響應。

現在，我們可以通過啟用復數到實數轉換塊來觀察將DDC置于實模式時會發生什么。啟用復數到實際轉換會導致 f 的偏移S/4頻域。如圖3所示，其中顯示了頻移和由此產生的濾波器響應。請注意篩選器響應的實線和虛線。實線和陰影區域表示這是 f 之后的新濾波器響應S/4頻移（由此產生的濾波器響應不能越過奈奎斯特邊界）。虛線用于說明，以顯示如果不碰到奈奎斯特邊界將存在的濾波器響應。

圖3.HB1 濾波器響應 — 實際 DDC 模式（啟用復雜到實際轉換）。

請注意，HB1濾波器帶寬在圖2和圖3之間保持不變。兩者的區別是 fS/4頻移和第一奈奎斯特區內產生的中心頻率。但是，請注意，在圖2中，信號的實部有38.5%的奈奎斯特，信號的復數部分有38.5%的奈奎斯特。在圖3中，啟用復數到實數轉換模塊后，實數信號的奈奎斯特為77%，復數域已被丟棄。濾波器響應保持不變，除了 fS/4頻移。另請注意，作為此轉換的乘積，抽取率現在等于 1。有效采樣率仍為 fS但不是整個奈奎斯特區，而是奈奎斯特區只有 77% 的可用帶寬。這意味著，啟用HB1濾波器和復數到實際轉換模塊后，抽取率等于1（更多信息請參見AD9680數據手冊）。

接下來，我們將研究不同抽取率的濾波器響應（即啟用多個半帶濾波器），以及ADC輸入頻率的混疊如何影響有效的抽取濾波器響應。HB1的實際頻率響應由圖4中的藍色實線給出。虛線表示HB1由于ADC的混疊效應而產生的有效混疊響應。由于頻率輸入到2德·, 3RD, 4千等。奈奎斯特區別名為 1圣ADC的奈奎斯特區，HB1濾波器響應有效地混疊到這些奈奎斯特區。例如，駐留在 3f 的信號S/4將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區S/4.重要的是要了解HB1濾波器響應僅駐留在第一個奈奎斯特區，并且ADC的混疊導致HB1濾波器的有效響應似乎混疊到其他奈奎斯特區。

圖4.由于ADC混疊，HB1濾波器響應有效。

現在讓我們看一下啟用 HB1 + HB2 的情況。這導致抽取比為 2。同樣，HB1 + HB2濾波器的實際頻率響應由藍色實線給出。濾波器通帶的中心頻率仍為fS/4.同時啟用HB1 + HB2濾波器可獲得奈奎斯特區的38.5%的可用帶寬。再次注意ADC的混疊效應及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現在 7f 處的信號S/8將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區S/8.同樣是 5f 的信號S/8將在 3f 處混疊到第一個奈奎斯特區S/8.這些啟用復數到真實轉換模塊的示例可以輕松地從HB1 + HB2擴展到包括HB3和HB4濾波器中的一個或兩個。請注意，啟用 DDC 時，HB1 篩選器不可繞過，而可以選擇啟用 HB2、HB3 和 HB4 篩選器。

圖5.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 2）引起的有效濾波器響應。

現在，已經討論了啟用抽取濾波器的實際模式操作，現在可以檢查DDC的復雜工作模式。AD9680將繼續用作示例。與DDC的實際模式操作類似，將呈現歸一化抽取濾波器響應。同樣，此處包含的示例濾波器響應圖沒有顯示具體的插入損耗與頻率的關系，而是形象地顯示了濾波器的近似響應。這樣做是為了全面了解ADC混疊如何影響濾波器響應。

當DDC處于復數模式時，它被配置為具有復數輸出，該輸出由實頻域和復頻域組成，通常稱為I和Q.回想一下圖2，HB1濾波器具有低通響應，通帶為實際奈奎斯特區的38.5%。它還有一個停止帶，是真實奈奎斯特區的38.5%，過渡帶占剩余的23%。同樣，在復域中，通帶和阻帶各占復奈奎斯特區的38.5%（總計77%），過渡帶占剩余的23%。

在啟用HB1濾波器的復數輸出模式下操作DDC時，抽取比等于2，輸出采樣速率是輸入采樣時鐘的一半。擴展圖2中的曲線以顯示ADC混疊的影響，我們得到了圖6所示的內容。藍色實線表示實際濾波器響應，藍色虛線表示濾波器由于ADC的混疊效應而產生的有效混疊響應。7f的輸入信號S/8將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區S/8，將其置于HB1濾波器的通帶中。同一信號的復雜圖像位于–7fS/8并將復雜域中的別名為 –fS/8，將其置于復域中HB1濾波器的通帶中。

圖6.由于ADC混疊（抽取率= 2）引起的HB1有效濾波器響應 - 復雜。

接下來，我們將查看啟用 HB1 + HB2 的情況，如圖 7 所示。這導致每個I和Q輸出的抽取比為4。同樣，HB1 + HB2濾波器的實際頻率響應由藍色實線給出。同時啟用HB1 + HB2濾波器會導致每個實域和復域中抽取奈奎斯特區的可用帶寬為38.5%（f的38.5%S/4，其中 fS是輸入采樣時鐘）。請注意ADC的混疊效應及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現在 15f 的信號S/16將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區S/16.該信號在–15f處具有復雜的圖像S/16復域中，并將別名到復域中的第一個奈奎斯特區 –fS/16.這些示例可以再次擴展到啟用 HB3 和 HB4 的情況。本文未顯示這些，但可以根據圖7所示的HB1 + HB2的響應輕松推斷。

圖7.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 4）引起的有效濾波器響應 - 復雜。

在查看所有這些抽取濾波器響應時，我想到的一些問題可能是：“我們為什么要選擇？”和“它提供了什么優勢？”不同的應用有不同的要求，可以從ADC輸出數據的抽取中受益。一個動機是在RF頻段的窄頻帶上獲得信噪比（SNR）。另一個原因是需要處理的帶寬較少，導致JESD204B接口上的輸出通道速率較低。這允許使用成本較低的FPGA。通過使用所有四個抽取濾波器，DDC可以實現處理增益，并將SNR提高多達10 dB。在表1中，我們可以看到可用帶寬、抽取比、輸出采樣率，以及在實際和復數模式下操作DDC時，不同的抽取濾波器選擇所提供的理想SNR改進。

表 1.AD9680的DDC濾波器特性

對DDC工作原理的討論讓我們深入了解了AD9680中抽取濾波器的實際和復雜工作模式。利用抽取濾波有幾個優點。DDC可以在實模式或復雜模式下工作，并允許用戶根據特定應用的需要使用不同的接收器拓撲。現在可以將其與第1部分中討論的內容放在一起，并有助于查看AD9680的真實示例。此示例將測量數據與來自虛擬評估的模擬數據放在一起，以便比較結果。?

在此示例中，將使用與第 1 部分中使用的相同條件。輸入采樣速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO 頻率為 155 MHz，抽取率設置為 4（由于 NCO 分辨率，實際 NCO 頻率為 154.94 MHz）。這導致輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC正在執行復雜的混頻，因此復雜的頻域包含在分析中。請注意，抽取濾波器響應已添加，在圖8中以深紫色顯示。

圖8.信號通過DDC信號處理模塊時的信號 - 如圖所示抽取濾波。

NCO 轉移后的頻譜：

基頻從+150.1 MHz向下移動到–4.94 MHz。

基本波的圖像從–150.1 MHz偏移到+186.48 MHz。

2德·諧波從 191.32 MHz 向下移動到 36.38 MHz。

3RD諧波偏移從 +41.22 MHz 降至 –113.72 MHz。

抽取 2 后的頻譜：

基頻保持在–4.94 MHz。

基波鏡像向下轉換為–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在 36.38 MHz。

3RD諧波由HB2抽取濾波器衰減。

抽取 4 后的頻譜：

基波保持在–4.94 MHz。

基波鏡像保持在–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在–36.38 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3RD諧波由HB1抽取濾波器濾除并幾乎消除。

AD9680-500的實際測量結果如圖9所示。基頻為 –4.94 MHz。基波圖像位于–59.28 MHz，振幅為–67.112 dBFS，這意味著圖像已衰減約66 dB。2德·諧波駐留在36.38 MHz，衰減了大約10 dB至15 dB。3RD諧波已經過充分濾波，因此在測量中不會超過本底噪聲。

圖9.DDC 后信號的 FFT 復數輸出，NCO = 155 MHz 并抽取 4。

現在，虛擬評估可用于查看模擬結果與測量結果的比較情況。首先，從網站上打開該工具，然后選擇一個要仿真的ADC（參見圖10）。虛擬評估工具位于ADI公司網站的Virtual Eval上。AD9680型號位于虛擬評估中，集成了正在開發的新功能，允許用戶仿真不同速度等級的ADC。該特性是本示例的關鍵，因為該示例使用的是AD9680-500。加載虛擬評估后，第一個提示是選擇產品類別和產品。請注意，虛擬評估不僅涵蓋高速ADC，還包含精密ADC、高速DAC和集成/專用轉換器的產品類別。

圖 10.虛擬評估中的產品類別和產品選擇。

從產品選擇中選擇AD9680。這將打開AD9680仿真的主頁。AD9680的虛擬評估模型還包括一個框圖，詳細介紹了ADC模擬和數字特性的內部配置。該框圖與AD9680數據手冊中給出的框圖相同。在此頁面中，從頁面左側的下拉菜單中選擇所需的速度等級。對于此處的示例，請選擇 500 MHz 速度等級，如圖 11 所示。

圖 11.AD9680速度等級選擇和虛擬評估框圖

接下來，必須設置輸入條件才能執行FFT仿真（見圖12）。回想一下，該示例的測試條件包括 491.52 MHz 的時鐘速率和 150 MHz 的輸入頻率。在NCO頻率設置為155 MHz時使能DDC，將ADC輸入設置為實數，禁用復數到實數轉換（C2R），DDC抽取率設置為4，DDC中的6 dB增益使能。這意味著DDC設置為實際輸入信號和抽取比為4的復數輸出信號。使能DDC中的6 dB增益是為了補償DDC中混頻過程造成的6 dB損耗。Virtual Eval一次只會顯示噪聲或失真結果，因此包括兩個圖，其中一個顯示噪聲結果（圖12），另一個顯示失真結果（圖13）。

圖 12.AD9680 虛擬評估中的FFT仿真—噪聲結果。

圖 13.AD9680 虛擬評估中的FFT仿真—失真結果。

虛擬評估中表示了許多性能參數。該工具提供了諧波位置以及基本圖像的位置，這在頻率規劃時非常方便。這允許用戶查看基本圖像或任何諧波音是否顯示在所需的輸出頻譜中，從而有助于簡化頻率規劃。虛擬評估中的仿真給出的信噪比值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但是，考慮一下，基本鏡像通常不在輸出頻譜中，如果我們去除該雜散，則SFDR為89.978 dB（當參考–1 dBFS輸入功率時為88.978 dBc）。

圖 14.AD9680 FFT測量結果

虛擬評估模擬器在計算SNR時不包括基本圖像。確保在視覺模擬中調整設置?忽略測量中的基本圖像，以獲得正確的信噪比。這個想法是在基本圖像不在所需頻段內進行頻率規劃。信噪比的實測結果為71.602 dBFS，與虛擬電子中71.953 dBFS的仿真結果非常接近。同樣，測得的SFDR為91.831 dBc，非常接近88.978 dBc的模擬結果。

Virtual Eval在準確預測硬件行為方面做得非常出色。設備行為可以在舒適的椅子上預測，并享用一杯熱咖啡或茶。特別是對于AD9680等帶有DDC的ADC，Virtual Eval能夠很好地模擬ADC性能，包括鏡像和諧波，以便用戶可以進行頻率規劃，并在可能的情況下將這些不需要的信號保持在帶外。隨著載波聚合和直接RF采樣的日益普及，在工具箱中擁有像Virtual Eval這樣的工具非常方便。準確預測ADC性能和頻率規劃的能力有助于系統設計人員在通信系統、軍事/航空航天雷達系統和許多其他類型的應用中正確規劃設計頻率。我鼓勵您利用ADI公司最新一代ADC中的數字信號處理功能。我還建議使用虛擬評估來幫助規劃您的下一個設計，并提前了解預期性能。