在本文的第一部分“數(shù)字下變頻器——第1部分”中，我們探討了行業(yè)對更高頻率RF頻段采樣的推動，以及數(shù)字下變頻器（DDC）如何實(shí)現(xiàn)這種類型的無線電架構(gòu)。討論了與AD9680系列產(chǎn)品中的DDC相關(guān)的幾個技術(shù)方面。其中一個方面是，更高的輸入采樣帶寬允許無線電架構(gòu)可以直接在更高的RF頻率下采樣，并將輸入信號直接轉(zhuǎn)換為基帶。DDC使RF采樣ADC能夠?qū)Υ祟愋盘栠M(jìn)行數(shù)字化處理，而無需花費(fèi)大量數(shù)據(jù)吞吐量。DDC中的調(diào)諧和抽取濾波可用于調(diào)諧輸入頻段并濾除不需要的頻率。在本期中，我們將仔細(xì)研究抽取濾波，并將其應(yīng)用于第 1 部分中討論的示例。此外，我們還將介紹虛擬Eval，它將ADIsimADC引擎集成到新的改進(jìn)軟件仿真工具中。虛擬評估將用于演示模擬結(jié)果與示例中測量數(shù)據(jù)的匹配程度。

在第 1 部分中，我們查看了一個示例，在該示例中，我們在 DDC 中使用 NCO 和抽取濾波來查看 DDC 中頻率折疊和轉(zhuǎn)換的效果。現(xiàn)在，我們將仔細(xì)研究抽取濾波以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應(yīng)。我們將再次以AD9680為例。抽取濾波器響應(yīng)經(jīng)過歸一化處理，以便可以看到和理解響應(yīng)，并可以應(yīng)用于每個速度等級。抽取濾波器響應(yīng)隨采樣速率成比例。在這里包含的濾波器響應(yīng)圖中，沒有準(zhǔn)確給出具體的插入損耗與頻率的關(guān)系，但形象地顯示了濾波器的近似響應(yīng)。這些示例旨在對抽取濾波器響應(yīng)有一個大致的了解，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所在的位置。

回想一下，AD9680有四個DDC，包括一個NCO、最多四個級聯(lián)半帶（HB）濾波器（也稱為抽取濾波器）、一個可選的6 dB增益模塊和一個可選的復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊，如圖1所示。正如我們在第1部分所討論的，信號首先通過NCO，NCO在頻率上移動輸入音調(diào)，然后通過抽取，可選地通過增益模塊，并選擇性地通過復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換。

圖1.AD9680中的DDC信號處理模塊。

我們將首先研究AD9680中復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊時DDC抽取濾波器。這意味著DDC將配置為接受實(shí)際輸入并具有實(shí)際輸出。在AD9680中，復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換自動將輸入頻率上移，幅度等于fS/4.圖2顯示了HB1濾波器的低通響應(yīng)。這是HB1的響應(yīng)，顯示了真實(shí)和復(fù)雜的域響應(yīng)。為了了解濾波器的實(shí)際操作，首先要看到真實(shí)域和復(fù)域中的基本濾波器響應(yīng)，以便可以看到低通響應(yīng)。HB1濾波器的通帶為實(shí)際奈奎斯特區(qū)的38.5%。它還有一個停止帶，是真實(shí)奈奎斯特區(qū)的38.5%，過渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)域中，通帶和阻帶各占復(fù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（總計77%），過渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是真實(shí)域和復(fù)雜域之間的鏡像。

圖2.HB1 濾波器響應(yīng) — 真實(shí)域響應(yīng)和復(fù)雜域響應(yīng)。

現(xiàn)在，我們可以通過啟用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換塊來觀察將DDC置于實(shí)模式時會發(fā)生什么。啟用復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換會導(dǎo)致 f 的偏移S/4頻域。如圖3所示，其中顯示了頻移和由此產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)。請注意篩選器響應(yīng)的實(shí)線和虛線。實(shí)線和陰影區(qū)域表示這是 f 之后的新濾波器響應(yīng)S/4頻移（由此產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)不能越過奈奎斯特邊界）。虛線用于說明，以顯示如果不碰到奈奎斯特邊界將存在的濾波器響應(yīng)。

圖3.HB1 濾波器響應(yīng) — 實(shí)際 DDC 模式（啟用復(fù)雜到實(shí)際轉(zhuǎn)換）。

請注意，HB1濾波器帶寬在圖2和圖3之間保持不變。兩者的區(qū)別是 fS/4頻移和第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)產(chǎn)生的中心頻率。但是，請注意，在圖2中，信號的實(shí)部有38.5%的奈奎斯特，信號的復(fù)數(shù)部分有38.5%的奈奎斯特。在圖3中，啟用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換模塊后，實(shí)數(shù)信號的奈奎斯特為77%，復(fù)數(shù)域已被丟棄。濾波器響應(yīng)保持不變，除了 fS/4頻移。另請注意，作為此轉(zhuǎn)換的乘積，抽取率現(xiàn)在等于 1。有效采樣率仍為 fS但不是整個奈奎斯特區(qū)，而是奈奎斯特區(qū)只有 77% 的可用帶寬。這意味著，啟用HB1濾波器和復(fù)數(shù)到實(shí)際轉(zhuǎn)換模塊后，抽取率等于1（更多信息請參見AD9680數(shù)據(jù)手冊）。

接下來，我們將研究不同抽取率的濾波器響應(yīng)（即啟用多個半帶濾波器），以及ADC輸入頻率的混疊如何影響有效的抽取濾波器響應(yīng)。HB1的實(shí)際頻率響應(yīng)由圖4中的藍(lán)色實(shí)線給出。虛線表示HB1由于ADC的混疊效應(yīng)而產(chǎn)生的有效混疊響應(yīng)。由于頻率輸入到2德·, 3RD, 4千等。奈奎斯特區(qū)別名為 1圣ADC的奈奎斯特區(qū)，HB1濾波器響應(yīng)有效地混疊到這些奈奎斯特區(qū)。例如，駐留在 3f 的信號S/4將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區(qū)S/4.重要的是要了解HB1濾波器響應(yīng)僅駐留在第一個奈奎斯特區(qū)，并且ADC的混疊導(dǎo)致HB1濾波器的有效響應(yīng)似乎混疊到其他奈奎斯特區(qū)。

圖4.由于ADC混疊，HB1濾波器響應(yīng)有效。

現(xiàn)在讓我們看一下啟用 HB1 + HB2 的情況。這導(dǎo)致抽取比為 2。同樣，HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)由藍(lán)色實(shí)線給出。濾波器通帶的中心頻率仍為fS/4.同時啟用HB1 + HB2濾波器可獲得奈奎斯特區(qū)的38.5%的可用帶寬。再次注意ADC的混疊效應(yīng)及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現(xiàn)在 7f 處的信號S/8將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區(qū)S/8.同樣是 5f 的信號S/8將在 3f 處混疊到第一個奈奎斯特區(qū)S/8.這些啟用復(fù)數(shù)到真實(shí)轉(zhuǎn)換模塊的示例可以輕松地從HB1 + HB2擴(kuò)展到包括HB3和HB4濾波器中的一個或兩個。請注意，啟用 DDC 時，HB1 篩選器不可繞過，而可以選擇啟用 HB2、HB3 和 HB4 篩選器。

圖5.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 2）引起的有效濾波器響應(yīng)。

現(xiàn)在，已經(jīng)討論了啟用抽取濾波器的實(shí)際模式操作，現(xiàn)在可以檢查DDC的復(fù)雜工作模式。AD9680將繼續(xù)用作示例。與DDC的實(shí)際模式操作類似，將呈現(xiàn)歸一化抽取濾波器響應(yīng)。同樣，此處包含的示例濾波器響應(yīng)圖沒有顯示具體的插入損耗與頻率的關(guān)系，而是形象地顯示了濾波器的近似響應(yīng)。這樣做是為了全面了解ADC混疊如何影響濾波器響應(yīng)。

當(dāng)DDC處于復(fù)數(shù)模式時，它被配置為具有復(fù)數(shù)輸出，該輸出由實(shí)頻域和復(fù)頻域組成，通常稱為I和Q.回想一下圖2，HB1濾波器具有低通響應(yīng)，通帶為實(shí)際奈奎斯特區(qū)的38.5%。它還有一個停止帶，是真實(shí)奈奎斯特區(qū)的38.5%，過渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)域中，通帶和阻帶各占復(fù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（總計77%），過渡帶占剩余的23%。

在啟用HB1濾波器的復(fù)數(shù)輸出模式下操作DDC時，抽取比等于2，輸出采樣速率是輸入采樣時鐘的一半。擴(kuò)展圖2中的曲線以顯示ADC混疊的影響，我們得到了圖6所示的內(nèi)容。藍(lán)色實(shí)線表示實(shí)際濾波器響應(yīng)，藍(lán)色虛線表示濾波器由于ADC的混疊效應(yīng)而產(chǎn)生的有效混疊響應(yīng)。7f的輸入信號S/8將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區(qū)S/8，將其置于HB1濾波器的通帶中。同一信號的復(fù)雜圖像位于–7fS/8并將復(fù)雜域中的別名為 –fS/8，將其置于復(fù)域中HB1濾波器的通帶中。

圖6.由于ADC混疊（抽取率= 2）引起的HB1有效濾波器響應(yīng) - 復(fù)雜。

接下來，我們將查看啟用 HB1 + HB2 的情況，如圖 7 所示。這導(dǎo)致每個I和Q輸出的抽取比為4。同樣，HB1 + HB2濾波器的實(shí)際頻率響應(yīng)由藍(lán)色實(shí)線給出。同時啟用HB1 + HB2濾波器會導(dǎo)致每個實(shí)域和復(fù)域中抽取奈奎斯特區(qū)的可用帶寬為38.5%（f的38.5%S/4，其中 fS是輸入采樣時鐘）。請注意ADC的混疊效應(yīng)及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。出現(xiàn)在 15f 的信號S/16將在 f 處混疊到第一個奈奎斯特區(qū)S/16.該信號在–15f處具有復(fù)雜的圖像S/16復(fù)域中，并將別名到復(fù)域中的第一個奈奎斯特區(qū) –fS/16.這些示例可以再次擴(kuò)展到啟用 HB3 和 HB4 的情況。本文未顯示這些，但可以根據(jù)圖7所示的HB1 + HB2的響應(yīng)輕松推斷。

圖7.HB1 + HB2 由于 ADC 混疊（抽取率 = 4）引起的有效濾波器響應(yīng) - 復(fù)雜。

在查看所有這些抽取濾波器響應(yīng)時，我想到的一些問題可能是：“我們?yōu)槭裁匆x擇？”和“它提供了什么優(yōu)勢？”不同的應(yīng)用有不同的要求，可以從ADC輸出數(shù)據(jù)的抽取中受益。一個動機(jī)是在RF頻段的窄頻帶上獲得信噪比（SNR）。另一個原因是需要處理的帶寬較少，導(dǎo)致JESD204B接口上的輸出通道速率較低。這允許使用成本較低的FPGA。通過使用所有四個抽取濾波器，DDC可以實(shí)現(xiàn)處理增益，并將SNR提高多達(dá)10 dB。在表1中，我們可以看到可用帶寬、抽取比、輸出采樣率，以及在實(shí)際和復(fù)數(shù)模式下操作DDC時，不同的抽取濾波器選擇所提供的理想SNR改進(jìn)。

表 1.AD9680的DDC濾波器特性

對DDC工作原理的討論讓我們深入了解了AD9680中抽取濾波器的實(shí)際和復(fù)雜工作模式。利用抽取濾波有幾個優(yōu)點(diǎn)。DDC可以在實(shí)模式或復(fù)雜模式下工作，并允許用戶根據(jù)特定應(yīng)用的需要使用不同的接收器拓?fù)洹，F(xiàn)在可以將其與第1部分中討論的內(nèi)容放在一起，并有助于查看AD9680的真實(shí)示例。此示例將測量數(shù)據(jù)與來自虛擬評估的模擬數(shù)據(jù)放在一起，以便比較結(jié)果。?

在此示例中，將使用與第 1 部分中使用的相同條件。輸入采樣速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO 頻率為 155 MHz，抽取率設(shè)置為 4（由于 NCO 分辨率，實(shí)際 NCO 頻率為 154.94 MHz）。這導(dǎo)致輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC正在執(zhí)行復(fù)雜的混頻，因此復(fù)雜的頻域包含在分析中。請注意，抽取濾波器響應(yīng)已添加，在圖8中以深紫色顯示。

圖8.信號通過DDC信號處理模塊時的信號 - 如圖所示抽取濾波。

NCO 轉(zhuǎn)移后的頻譜：

基頻從+150.1 MHz向下移動到–4.94 MHz。

基本波的圖像從–150.1 MHz偏移到+186.48 MHz。

2德·諧波從 191.32 MHz 向下移動到 36.38 MHz。

3RD諧波偏移從 +41.22 MHz 降至 –113.72 MHz。

抽取 2 后的頻譜：

基頻保持在–4.94 MHz。

基波鏡像向下轉(zhuǎn)換為–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在 36.38 MHz。

3RD諧波由HB2抽取濾波器衰減。

抽取 4 后的頻譜：

基波保持在–4.94 MHz。

基波鏡像保持在–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

2德·諧波保持在–36.38 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3RD諧波由HB1抽取濾波器濾除并幾乎消除。

AD9680-500的實(shí)際測量結(jié)果如圖9所示。基頻為 –4.94 MHz。基波圖像位于–59.28 MHz，振幅為–67.112 dBFS，這意味著圖像已衰減約66 dB。2德·諧波駐留在36.38 MHz，衰減了大約10 dB至15 dB。3RD諧波已經(jīng)過充分濾波，因此在測量中不會超過本底噪聲。

圖9.DDC 后信號的 FFT 復(fù)數(shù)輸出，NCO = 155 MHz 并抽取 4。

現(xiàn)在，虛擬評估可用于查看模擬結(jié)果與測量結(jié)果的比較情況。首先，從網(wǎng)站上打開該工具，然后選擇一個要仿真的ADC（參見圖10）。虛擬評估工具位于ADI公司網(wǎng)站的Virtual Eval上。AD9680型號位于虛擬評估中，集成了正在開發(fā)的新功能，允許用戶仿真不同速度等級的ADC。該特性是本示例的關(guān)鍵，因為該示例使用的是AD9680-500。加載虛擬評估后，第一個提示是選擇產(chǎn)品類別和產(chǎn)品。請注意，虛擬評估不僅涵蓋高速ADC，還包含精密ADC、高速DAC和集成/專用轉(zhuǎn)換器的產(chǎn)品類別。

圖 10.虛擬評估中的產(chǎn)品類別和產(chǎn)品選擇。

從產(chǎn)品選擇中選擇AD9680。這將打開AD9680仿真的主頁。AD9680的虛擬評估模型還包括一個框圖，詳細(xì)介紹了ADC模擬和數(shù)字特性的內(nèi)部配置。該框圖與AD9680數(shù)據(jù)手冊中給出的框圖相同。在此頁面中，從頁面左側(cè)的下拉菜單中選擇所需的速度等級。對于此處的示例，請選擇 500 MHz 速度等級，如圖 11 所示。

圖 11.AD9680速度等級選擇和虛擬評估框圖

接下來，必須設(shè)置輸入條件才能執(zhí)行FFT仿真（見圖12）。回想一下，該示例的測試條件包括 491.52 MHz 的時鐘速率和 150 MHz 的輸入頻率。在NCO頻率設(shè)置為155 MHz時使能DDC，將ADC輸入設(shè)置為實(shí)數(shù)，禁用復(fù)數(shù)到實(shí)數(shù)轉(zhuǎn)換（C2R），DDC抽取率設(shè)置為4，DDC中的6 dB增益使能。這意味著DDC設(shè)置為實(shí)際輸入信號和抽取比為4的復(fù)數(shù)輸出信號。使能DDC中的6 dB增益是為了補(bǔ)償DDC中混頻過程造成的6 dB損耗。Virtual Eval一次只會顯示噪聲或失真結(jié)果，因此包括兩個圖，其中一個顯示噪聲結(jié)果（圖12），另一個顯示失真結(jié)果（圖13）。

圖 12.AD9680 虛擬評估中的FFT仿真—噪聲結(jié)果。

圖 13.AD9680 虛擬評估中的FFT仿真—失真結(jié)果。

虛擬評估中表示了許多性能參數(shù)。該工具提供了諧波位置以及基本圖像的位置，這在頻率規(guī)劃時非常方便。這允許用戶查看基本圖像或任何諧波音是否顯示在所需的輸出頻譜中，從而有助于簡化頻率規(guī)劃。虛擬評估中的仿真給出的信噪比值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但是，考慮一下，基本鏡像通常不在輸出頻譜中，如果我們?nèi)コ撾s散，則SFDR為89.978 dB（當(dāng)參考–1 dBFS輸入功率時為88.978 dBc）。

圖 14.AD9680 FFT測量結(jié)果

虛擬評估模擬器在計算SNR時不包括基本圖像。確保在視覺模擬中調(diào)整設(shè)置?忽略測量中的基本圖像，以獲得正確的信噪比。這個想法是在基本圖像不在所需頻段內(nèi)進(jìn)行頻率規(guī)劃。信噪比的實(shí)測結(jié)果為71.602 dBFS，與虛擬電子中71.953 dBFS的仿真結(jié)果非常接近。同樣，測得的SFDR為91.831 dBc，非常接近88.978 dBc的模擬結(jié)果。

Virtual Eval在準(zhǔn)確預(yù)測硬件行為方面做得非常出色。設(shè)備行為可以在舒適的椅子上預(yù)測，并享用一杯熱咖啡或茶。特別是對于AD9680等帶有DDC的ADC，Virtual Eval能夠很好地模擬ADC性能，包括鏡像和諧波，以便用戶可以進(jìn)行頻率規(guī)劃，并在可能的情況下將這些不需要的信號保持在帶外。隨著載波聚合和直接RF采樣的日益普及，在工具箱中擁有像Virtual Eval這樣的工具非常方便。準(zhǔn)確預(yù)測ADC性能和頻率規(guī)劃的能力有助于系統(tǒng)設(shè)計人員在通信系統(tǒng)、軍事/航空航天雷達(dá)系統(tǒng)和許多其他類型的應(yīng)用中正確規(guī)劃設(shè)計頻率。我鼓勵您利用ADI公司最新一代ADC中的數(shù)字信號處理功能。我還建議使用虛擬評估來幫助規(guī)劃您的下一個設(shè)計，并提前了解預(yù)期性能。