這是營銷學稱之為“尋找問題的解決方案”的經典案例。這是針對實際信號如何實現LTC2387的全部SNR的一個例子。來自低電平電路、傳感器或現實世界的大多數信號都需要顯著的增益才能產生8Vp-p差分，在這種情況下，90+ dB SNR將是難以捉摸的。此示例適用于高功率光學應用。本筆記中描述的電路是一個復合跨阻放大器，后接一個共模伺服，類似于本系列第二部分和“用于成像的近噪聲ADC驅動器”（LT Journal 2013年7月）中所述的電路。

本例具有10K跨阻增益，就SNR而言，實現了幾乎透明的工作，產生的本底噪聲比滿量程雙極性正弦波低95.1 dB。我以這種特殊的方式陳述這一點是有原因的。雖然跨阻增益級為10K，但在共模伺服中隨之衰減，將0-10V偏移減小至0-4V。雖然它產生的本底噪聲是本系列中發布的驅動器中最低的，但必須將其識別為主要用于單極性信號。我所目睹的許多跨阻放大器方案都采用了大量復雜性，以引入盡可能接近50%滿量程的失調，以嘗試使用ADC的整個輸入范圍;通常會在設計中增加噪聲、非線性、電路板面積、成本、重量、上市時間、故障模式和功耗。相反，他們通?？梢院唵蔚厥褂酶叻直媛实腁DC來獲得相同的動態范圍。

至少在這種情況下，可以說丟棄一半輸入范圍的最大好處是雙極性零點處的低1/f區域。該ADC在雙極性零點時的1/f噪聲非常小，但在滿量程時，基準電壓源中的1/f噪聲會發揮作用。該設計還具有低失調和失調漂移，但提供高達幾MHz的低失真。在高照明水平下具有低1 / f噪聲，甚至低噪聲寬帶似乎毫無意義，因為大多數光源的噪聲似乎遠遠超出了光本身，由于散粒噪聲而產生噪聲。光的噪聲性質在較高的跨阻增益下變得更加明顯，可能使高跨阻增益下的SNR損失更容易接受。當然，固態激光器非常嘈雜。此外，APD和光電倍增管在照明下非常嘈雜，因為即使是理想的光子倍增也會隨著信號一起產生散粒噪聲的放大。此外，乘法并不理想。黑暗中的低噪聲特性對于高動態范圍脈沖拉伸應用非常重要，在這些應用中，非常短的脈沖會導致被噪聲掩蓋的最小幅度。

因此，重申SNR聲明：作為單極性ADC，該設計可實現89.1 dB SNR。還是不錯。

實際上，放大器并不是單極性的。在圖2所示的群體中，雙極性零點以下有足夠的可用范圍來容納約–15dBfs的信號功率。這有望適應脈沖應用中可能遇到的交流耦合噪聲或干擾源、二極管泄漏、下沖或直流基線恢復。事實上，它基本上能夠實現雙極性操作，這是一個適當的電源電壓問題。例如，如果與接收左右偏振光的成對光電二極管一起使用，它可以是完全雙極的。

圖 1 從左到右的 TIA/驅動器器件原型 LTC6268、LT1227、LT1395

基本原理是使用盡可能高的跨阻增益，然后通過共模伺服衰減到ADC，即使ADC輸入范圍可能已經很大。在TIA中，信號與跨阻增益成正比，而噪聲與跨阻增益的平方根成正比。極端情況下，使用具有高輸出偏移能力的第二個放大器，高跨阻增益下的SNR可能相當高。Glen Brisebois發表了一個涉及50V電源的例子，引起了一些爭議。TIA 本身是一個復合放大器，由 LTC6268 500 MHz FET 放大器組成，然后是 LT1227，后者是一款 36V 電流反饋放大器，用于開發高信號擺幅和反饋。事實上，LT1227 提供了用于驅動 ADC 的信號電源。以更高電壓放大器的形式將其推向荒謬的極端對于某些應用可能是有意義的。

LTC?6268 是一款采用低電壓工藝制造的快速 FET 放大器，總電源限制為 5V，或在第一種情況下為 +3V、–2V。這將無法產生足夠的擺幅來產生高跨阻增益，從而達到我們想要的高動態范圍。TIA增益可以被視為在ADC之前被共模伺服降低，但請記住，噪聲和信號都會降低，因此SNR的改進得以保留?？缱杓壓蟮娘@著衰減也降低了FET電壓噪聲、失調和1/f區域的貢獻。

圖2 圖1所示電路板的10K跨阻系數

該電路的跨阻增益為10K。TIA本身旨在提供1 mA二極管電流，LT1227在0–10V時具有輸出偏移。一些早期的FET放大器可能能夠產生幾乎這種信號擺幅，而無需復合放大器或復雜的電源情況。該偏移在ADC上衰減至0–4V差分。來自TIA的單端驅動通過可被視為Guanella balun的固態類似物轉換為ADC的差分驅動。

在此跨阻增益下，第二級放大器 LTC1227 電流反饋放大器需要一個大約 13-15V 的正電源軌，Vss 為 –3 至 –5V。較高的電源使 LT1227 能夠產生 20-25V 電壓聚丙烯，并且可以在不對SNR或線性度造成太大影響的情況下實現更高的跨阻增益。我們已經測試了 40K、100K 和 200K 的跨阻增益，TIA 和共模伺服之間的衰減也發生了相應的變化。

在10K跨阻增益和1 mA二極管電流下，除非二極管面積非常大，否則這些是高光學照明水平。高二極管電容將提高本底噪聲，因為噪聲增益由R決定蒂瓦特/2*pi*f*C二極管.在干涉儀中可能會遇到高光功率。

由于干涉儀涉及激光器，因此激光器的噪聲似乎是一個限制因素。事實上，該前端可能有助于測量激光噪聲水平。由于低電容二極管的有效面積小，光電二極管的滿量程照明水平高于陽光直射。這可以解釋為在陽光直射的情況下可以接收微弱的調制信號。陽光直射中存在的噪聲可能被認為是一個絆腳石，但實際上，我們實驗室中熒光燈中存在的80 KHz雜散絕對值比光功率差50 dB。此應用程序的娛樂價值很高，例如，我們可以看到，我們工作臺上方燈具中的 3 個鎮流器以略有不同的頻率運行。這不是電噪聲。

LTC2387 具有非常高的動態范圍，因此預計動態范圍將是線性的。然而，在光調制中沒有發現高度的線性度。因此，我們將重點關注互調失真。線性度測試以多種方式進行。使用由 15K 電阻（在更高增益版本中為 100K）組成的電阻合路器（在更高增益版本中為 100K）饋入 J1 處的虛擬接地、由 2 × 15 pF 電容器組成的合路器進行雙音測試，以及使用兩個 RED 發射器和一個光電二極管進行光學雙音測試。對于 *–13dBfs 左右的兩個音調，所有器件均可產生 –110 至 –115 dBfs 的 IM3/5。 （*相當于 –7dBfs，但使用輸入范圍的 1/2） （直流或光偏置至 +1/2fs）

這兩種傳統的信號源測試都會提高噪聲增益，從而降低反饋因子，從而可能提高過程的穩定性，并可能產生誤導。但是，由兩個15 pF電容組成的合路器與30 pF光電二極管的情況類似。根據過去的經驗，我們設計了一個光學雙色調實驗來模擬實際操作條件。這使用了兩個調制的紅色LED，Cree Xlamps，通過光電二極管的自由空間組合。使用 Vishay TEMD5080X01 PIN 光電二極管，IM3 與通過高阻抗直接注入信號時看到的水平相似。

有證據表明，TIA本身在這方面并不占主導地位，因為光電二極管的偏置對IM產品有一定的影響，采樣率也是如此，至少在200K版本中是這樣。失真在較低頻率下不會降低，這也免除了放大器的責任。對采樣速率的敏感性表明，來自輸出網絡的返回在一定程度上損害了采樣的線性度，并且輸出濾波器可能存在改進的空間。輸出網絡中的不平衡可能會使共模伺服中的失真轉換為差分形式，但平衡該網絡的測試對IM幾乎沒有影響。請注意，光學測試中的簡單諧波失真非常高，我們只關注奇階IM。偶數階IM2產品不大，但由于這些產品可以組織成帶外，例如，如果將其用于自由空間光通信或傳感，并且使用調制帶寬的激勵限制為一個倍頻程。使用直接序列擴頻波形進行的測試表明，使用涉及此類調制的激勵進行檢測可能是實用的。

這些IM的結果是通過高阻抗注入信號，暗示這種拓撲可用于檢測高壓交流或直流上的低幅度信號，使用非常高值的電阻器，延伸到兆歐姆。這與簡單地衰減到您所說的傳統差分放大器有何不同？如果帶寬限制在20-30 KHz，LTC6362可以以低得多的功耗和復雜性產生類似的結果，但這種復合TIA產生的SFDR與2-3 MHz相當，是LTC6362帶寬的100倍。這不會在偏移或 1/f 區域造成任何懲罰，后者可能是決定性因素。

如果R5的值明顯高于跨阻增益設置電阻#R1，則電路的失調性能主要由LTC6268 FET放大器決定。然而，如果 LTC6268 周圍有太多的本地反饋，則失調主要由 LT1227 主導。即使 LTC6268 配備沒有本地 DC 反饋，ADC 也不是重要的失調源。添加了本地反饋，以確保在沒有各種電源的電源排序的情況下，ADC不會過驅動。如果直流失調很關鍵，則不應有本地反饋（R5）。如果快速建立比失調更重要，則FET級周圍應該有一些局部反饋。

偏移、失真和較小程度的噪聲可能會受到通過共模伺服的信號路徑中松散的公差分量的影響。輸出網絡中的電阻，至少R44和R45，最靈敏，應為0.1%。如果在黑暗中失調漂移至關重要，則FET的虛擬地可以提高到2.048V（移除R6，旋轉R30以拾取J2上的偏置），在這種情況下，共模伺服不涉及電平偏移，只有共模交流抑制以及輸出網絡中電阻的容差， 在 LTC1227 的右側，則不那么重要。然后，FET將在0-5V下工作。這已經在200K版本中進行了測試，并且在給定的采樣率下，室溫下的偏移變化不超過0.1 lsb。從ADC的角度來看，10K版本中使用的濾波器吸收性很強，在這種情況下，失調與采樣速率變化不大。在200K版本中，偏移受采樣率的影響。200K版本的濾波器在噪聲增益較高的混疊頻段中提供了更多的抑制。這可以在時間允許的情況下進行改進，或者通過電路板旋轉進行改進。從這個角度來看，ADC的0.1lsb為3 μV。這完全在熱電偶電壓的范圍內。這種拓撲結構在復合TIA后具有顯著衰減，不僅降低了對TIA失調電壓和FET中1/f噪聲的靈敏度，還降低了對TIA中熱電偶效應的靈敏度。它確實表明R30和R31應該是同一類型的電阻。R30 被放大，以便在旋轉時便于返工。兩者應該是同一類型。這種失調靈敏度水平還要求輸出網絡以差分形式完全復制，因為擔心從R31和R30到ADC的兩條路徑中的不同金屬。極低的偏移漂移、1/f 噪聲和異種金屬上的湍流氣流對于分辨極短脈沖至關重要......伸。

在SNR損失的情況下，也可以顯著提高跨阻增益，以降低電流。在稍微較高的跨阻增益下，如果放大器的跨阻增益為40K，例如250μA的光電流產生25V，然后在共模伺服模式下衰減因子為6，則驅動器輸出中的噪聲密度仍將約為6 nV/rtHz，并且會產生幾乎相同的SNR。V抄送然后必須接近 30V，事實上，LTC1227 級中的增益必須更高，約為 （Vpeak/1.7）。非常高的跨阻增益可能需要使用LTC6268-10，經過補償使其平坦到約50-60 MHz。 對于–10版本，低跨阻增益可能是一個壞主意。LT1227 輸出端的高偏移似乎需要 LTC6268-10 中較高的環路增益來保持線性度。這需要在R1附近使用非常低值的零電容。已經評估了一個版本（下面以標記形式顯示），并且性能良好，盡管可以預見地使用–10版本需要為每種類型的光電二極管定制補償。–10 附近的零電容必須比二極管電容小一個數量級，甚至更多，因為主零電容會影響反饋因子。注意C12處的0.15pF。

圖4 200K跨阻增益版本

在 10K 情況下，LTC1227 以一個 5.8 的同相增益工作，從而將過程中 FET 所需的輸出偏移限制在大約 1.7V。來自 FET 的有限輸出偏移要求 LT1227 級以較高的增益工作，例如，在 AV=10.2 在 200K 版本中。由于 LTC1227 位于由 LTC6268 建立的控制環路內，因此 FET 放大器降低了電流反饋放大器的噪聲和失真貢獻。在 10K 版本中，在 1 MHz 頻率下，90% 的反饋電流來自 LT1227。這表明，在FET放大器的作用下，其噪聲和失真貢獻將降低20 dB。在 10 MHz 及更高頻率下，LT1227 僅受本地反饋的影響，因此其噪聲密度會很高。在這些方面，這種設計類似于本系列的第一部分。然后，濾波器將在較高頻率（包括第一混疊頻帶及更高頻率）下抑制第二級放大器的噪聲區域升高。該濾波器最初近似于高斯，將用作固定持續時間未知幅度脈沖應用或固定幅度未知持續時間的脈沖拉伸濾波器。然而，在阻帶的進一步中，濾波器具有類似橢圓的特性失諧，以抑制15 MHz左右的第一個混疊頻段。 瞬態響應不會過沖。

在10K版本中，FET放大器基本上配置為具有10pF反饋電容的積分器，但由于該放大器位于一個環路內，后跟增益為5.8，因此其有效值約為1.7 pF。這與全局反饋路徑中的0.25pF零電容并行。因此，當跨阻增益為10K時，放大器的帶寬約為10 MHz，但后面有一個拐角約為2.5MHz的濾波器。由于這是一個復合放大器，LTC6268周圍的10 pF零電容C1也是主導極點。相比之下，第二個放大器必須快速，或者更確切地說，低延遲，否則會影響相位裕量。

如果考慮 LTC6268-10，則 C1 必須小于二極管電容的 10%。另一個零電容C14也會影響環路穩定性，對于大多數跨阻增益，必須為1 pF的一小部分。對于小于10 pF的傳感器，除非增加輸入電容，否則LTC6268-10可以說是不切實際的。如10K版本所示，從SMA上的開路（但具有電路板走線電容）到100 pF，甚至可能更高，這都是穩定的。它在傳輸線末端的二極管電容下保持穩定，甚至是開路短截線。對于 LTC6268-10，可能需要在二極管上安裝一個源端接電阻器以實現穩定性，具體取決于電纜長度。這不會明顯影響噪聲密度。某些光電二極管可能不需要這樣做，具體取決于內部串聯電阻。

第二級 LT1227 電流反饋放大器被選用于高轉換速率和 36V 電源的組合。噪聲不如在FET放大器控制的環路內那么重要，至少在低通濾波器定義的帶寬內是這樣。其他采用較高電源電壓工作的高壓擺放大器在較高跨阻增益下可能具有類似的SNR。

LTC6268 確實具有一個相對較高的 1/f 轉角。然而，在此實現中，TIA的跨阻增益為10K，隨后ADC衰減8 dB，并且由于ADC在寬帶本底噪聲中占主導地位，因此在約1 KHz處產生1/f轉折。在增益較高的版本中，具有200K跨阻增益和15 dB衰減到ADC（LT1227需要+25V電源），噪聲主要由200K阻抗和噪聲折疊主導。在這種情況下，1/f 角被進一步向下推，理論上大約 50 Hz，但我無法驗證這一點。大變換的長期平均值沒有顯示它，并且觀察到偏移變化尚無定論。本文將在可以確定時進行更新。

圖 5 40K 版本中的光學雙音

圖5中的曲線是圖3中實驗的互調測試結果，將兩個調制光信號組合在一個光電二極管中。這些圖中唯一重要的信息是–110和–111 dBfs下的3L和3U電平。當這兩個信號關閉時，這兩個信號的簡單諧波不會以任何可識別的方式變化。

圖 6，使用兩個 15K 電阻器作為合路器的電氣雙音測試（10K 版本）

LTC產品組合中還有其他候選放大器可能適用。LTC6253 采用 SOT23 封裝，雖然不是 FET 放大器，但確實具有相當低的噪聲電流和電壓。LTC的其他潛在有趣的替代方案與此板上的SOT23封裝不兼容。LTC6244 可用于此拓撲結構。對于輸入電流為1 pA的放大器，它確實具有非常低的1/f轉折。它確實需要完全不同的補償和輸出濾波，即使這樣，也需要對1 MHz以上的頻率進行DSP抑制。但是，使用該板上的濾波器拓撲，可以充分抑制混疊頻帶。LTC6268-10/LT1227復合器件可能會對其他濾波器群感興趣，因為盡管Guassian濾波器的帶寬為2.5 MHz，但TIA可以補償為保持平坦至10 MHz。

將頻率響應延長至10 MHz將導致一些SNR損失，共模伺服最好低于幾MHz，LTC2387也是如此，使用LTC2270甚至更高速的ADC來采用這種拓撲可能更好。

審核編輯：郭婷