七.母線均壓原理的分析

我們知道，三相Vienna PFC拓?fù)涞哪妇€電壓800V是由兩個(gè)電容C1和C2串聯(lián)進(jìn)行分壓，電容中點(diǎn)的電位O由電容的充放電決定，兩個(gè)電容的電壓應(yīng)該保持均衡以保持真實(shí)的三電平運(yùn)行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至?xí)绊懙诫娐返耐耆浴?br /> 三相三電平PFC正負(fù)母線的均衡度會(huì)影響PFC的性能：

1、輸入電流THD；
2、功率開關(guān)管和二極管的應(yīng)力（本身以及后級(jí)功率電路）；
3、動(dòng)態(tài)時(shí)母線電容容易過壓；

電容中點(diǎn)的電位偏差與PFC正負(fù)母線電容的充放電過程相關(guān)，通過附件開關(guān)狀態(tài)可以看出，a組和z組工作狀態(tài)沒有電流流入或流出電容中點(diǎn)，因此兩個(gè)電容的充放電是一樣的，不會(huì)產(chǎn)生偏壓。只有b、c、d組的開關(guān)狀態(tài)才會(huì)影響到PFC母線電容充放電的差異，產(chǎn)生偏壓。

根據(jù)前面的工作原理分析，POP工作狀態(tài)只給電容C1進(jìn)行充電，ONO工作狀態(tài)只給電容C2進(jìn)行充電，故可以根據(jù)這兩個(gè)工作狀態(tài)來控制中點(diǎn)電位，在控制中可以調(diào)節(jié)ONO和POP兩個(gè)工作狀態(tài)的作用時(shí)間來進(jìn)行均壓。

圖19 C2充電

圖20 C1充電

這個(gè)時(shí)候可以在整個(gè)控制環(huán)路中添加一個(gè)偏壓環(huán)，用于調(diào)節(jié)ONO和POP的作用時(shí)間，來進(jìn)行母線電壓的均壓作用。

具體實(shí)施方：是分別對(duì)正母線和負(fù)母線進(jìn)行采樣，然后得出差值（直流分量），該差值經(jīng)過偏壓環(huán)的補(bǔ)償器調(diào)節(jié)之后疊加到輸入電流參考正弦波，經(jīng)過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定，以此來改變ONO和POP的作用時(shí)間，改善PFC母線均壓。

如圖22所示，compa、compb和compc分別是每相的電流環(huán)計(jì)算出來的結(jié)果，以0~30度扇區(qū)為例，當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓低于負(fù)母線時(shí)，正半波的給定變小，負(fù)半波的給定變大，POP工作狀態(tài)的時(shí)間變長，給正母線電容的充電時(shí)間變長；ONO工作狀態(tài)的時(shí)間變短， 給負(fù)母線電容的充電時(shí)間變短。當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓高于負(fù)母線時(shí)，正半波的給定變大，負(fù)半波的給定變小，POP的作用時(shí)間變長，給正母線電容充電的時(shí)間變短，ONO的作用時(shí)間變長，給負(fù)母線的充電時(shí)間變長。圖中comp值實(shí)線代表上個(gè)周期的值，虛線代表當(dāng)周期的值；陰影部分代表變化的時(shí)間；

圖22 均壓控制示意圖

以上說明的是主功率回路正常工作時(shí)候可以通過調(diào)節(jié)來控制PFC母線電容的均壓，但是當(dāng)模塊起機(jī)的時(shí)候呢？可以采用輔助電源直接從+400V~-400V之間進(jìn)行取電，由于電容有差異性，內(nèi)阻不可能完全相等，也會(huì)差生偏壓。還有一個(gè)是要采用更高等級(jí)的MOSFET，成本高，而且現(xiàn)在充電模塊的待機(jī)損耗也是一個(gè)問題，很多客戶要求模塊的待機(jī)損耗不能超過多少。

當(dāng)然還有另一種輔助電源取電方式，也是現(xiàn)在廠家主流的方式。就是正負(fù)母線均掛一個(gè)輔助電源，在起機(jī)的時(shí)候通過充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰的母線電壓高，就采用誰供電，這樣可以很好的保證模塊在起機(jī)過程中的均壓效果；在模塊正常工作起來以后，也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒有這種效果。

圖23 輔助電源示意圖

八.原理仿真

輸入電流

輸入電流波形，參數(shù)沒有調(diào)好，將就著看吧。

各點(diǎn)電壓波形

輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調(diào)制系數(shù)m，m=Vlp/2Ed;其中Vlp是線電壓的峰值；整流器可以被認(rèn)為是與市電通過PFC電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點(diǎn)線電壓也應(yīng)該為正弦波形。而實(shí)際情況下橋臂中點(diǎn)線電壓是正弦 PWM波形，諧波分量和最大步進(jìn)是兩個(gè)主要考慮的因素。

（1）當(dāng)輸入線電壓峰值值大于Ed時(shí)，橋臂中點(diǎn)線電壓電壓波形euv，是一個(gè)5階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，±800V，步進(jìn)是400V；

（2）當(dāng)輸入線電壓峰值值小于Ed時(shí)，橋臂中線線電壓波形是一個(gè)3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，步進(jìn)為400V；

橋臂中點(diǎn)相對(duì)與市電中點(diǎn)的電壓波形eun，是一個(gè)9階梯的電壓波形；幅值為0，±133V，±266V，±400V，最小步進(jìn)是133V，最大步進(jìn)是266V；由于功率開關(guān)管和散熱器之間有寄生電容，這個(gè)階梯信號(hào)會(huì)產(chǎn)生共模噪聲；

電容中點(diǎn)O相對(duì)于市電中點(diǎn)的電壓波形eon，是一個(gè)5階梯波形，幅值為0，±133V，±266V，步進(jìn)為133V；

九.環(huán)路分析及數(shù)字化

工作原理

輸入交流電壓和電感電流，以及PFC母線電壓經(jīng)過采樣和濾波由DSP的ADC口采樣到DSP內(nèi)，然后通過一個(gè)電壓反饋補(bǔ)償器Gcv（S），輸出電壓環(huán)的反饋信號(hào)Vc，然后通過一個(gè)乘法器單元將電壓調(diào)節(jié)器的輸出Vc與輸入電壓的全波整流波形相乘，得到整流橋后電流的指令值Iref。正是該乘法器保證了輸入電流與輸入電壓同相且波形相同，使電源輸入端的功率功率因數(shù)為1，它是實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能的關(guān)鍵。在圖1所示的電路中，PFC參考電流合成器還包含了一個(gè)輸入電壓全波整流值的平方電路和除法器，主要是為了提高控制系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，它對(duì)于寬輸入電壓范圍和輸入電壓波動(dòng)較大的應(yīng)用場合更為必要，我們將上面的電路框圖用傳遞函數(shù)框圖表示：

圖32 PFC傳遞函數(shù)框圖

其中：Gcv(s)為電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)，Gci(s)為電流環(huán)補(bǔ)償函數(shù)，Vm為載波幅值，Gigd(s)為電感電流對(duì)占空比D的函數(shù)，ZL(s)為電感電流到輸出電壓的阻抗，Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù)，Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù)。

在三相PFC的數(shù)字控制當(dāng)中，可以采用Microchip雙核dsPIC33CH系列，由于其內(nèi)部具備雙核CPU，所以整個(gè)控制我們分配在兩個(gè)內(nèi)核中，主核Master完成電壓環(huán)以及保護(hù)和快速采樣濾波計(jì)算等環(huán)節(jié)，從核Slave完成電流環(huán)和發(fā)波的功能。

雙核示意圖如下：

圖33 dsPIC雙核框圖

雙核系列的dsPIC具有如下特點(diǎn):

主核和從核分別獨(dú)立工作；在應(yīng)用開發(fā)階段可以分別編程和調(diào)試；主核和從核都有它們自己的中斷控制、時(shí)鐘發(fā)生器、端口邏輯和外設(shè)資源；主核最大工作90MIPS，從核最大工作100MIPS；PFC電流環(huán)

圖34 PFC電流環(huán)框圖

在Vienna電路中，兩組PFC母線電容對(duì)輸入等效為以中點(diǎn)為基準(zhǔn)的兩個(gè)并聯(lián)電容組，三相二極管電流對(duì)其充電，對(duì)輸出而言其又等效為兩個(gè)串連的電容，對(duì)負(fù)載供電，所以每相流入PFC電容電流和流出PFC電容電流的關(guān)系為2/3。

故三相Vienna拓?fù)涞闹麟娐穫鬟f函數(shù)為:

L_fulload為滿載情況下PFC電感值，RL為電感串聯(lián)電阻。

我們知道了主電路的傳遞函數(shù)后，其他比如AD增益（包括采樣、保持、轉(zhuǎn)換）、硬件采樣電路、Fm等傳遞函數(shù)都可以表達(dá)出來了。這樣除了補(bǔ)償器之外的開環(huán)傳遞函數(shù)都清楚了，計(jì)算或者仿真出除補(bǔ)償器的Bode圖，根據(jù)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖，設(shè)計(jì)出合理的補(bǔ)償器。

在數(shù)字電源控制中，一般采用的補(bǔ)償器有PI控制器、SZSP控制器、2P2Z控制器、3P3Z控制等。在開關(guān)頻率以下，電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng)，可以將補(bǔ)償函數(shù)設(shè)計(jì)為一個(gè)PI控制系統(tǒng)。

由于PFC電感在不同的直流偏置下感量變化非常明顯，nFeSi材質(zhì)在正弦電流過零點(diǎn)和峰值附近相差近3倍，為了能提高過零點(diǎn)的低頻增益和帶寬，同時(shí)保證峰值附近的穩(wěn)定，我們需要實(shí)時(shí)的調(diào)節(jié)電流環(huán)的相關(guān)參數(shù)，這樣能時(shí)時(shí)的改善帶寬和增益。

電壓環(huán)

圖35 PFC電壓環(huán)

PFC電流內(nèi)環(huán)和功率級(jí)形成一個(gè)電流源，因此PFC電壓環(huán)的被控對(duì)象在低頻可以等效為驅(qū)動(dòng)電容的電流源，在100Hz頻率附近，電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單積點(diǎn)系統(tǒng)。PFC電壓環(huán)在確保當(dāng)負(fù)載變化時(shí)輸出電壓穩(wěn)定的同時(shí)，帶寬應(yīng)該足夠低，從而使頻率大于100Hz時(shí)的環(huán)路增益足夠低，以減小PFC輸出電容上的100Hz電壓紋波對(duì)PFC輸入電流的調(diào)制作用，否則該調(diào)制作用會(huì)引起輸入電流的嚴(yán)重畸變，當(dāng)然過低的電壓環(huán)帶寬回導(dǎo)致電壓動(dòng)態(tài)速度過慢，在THD設(shè)計(jì)滿足要求的情況下，可以再調(diào)節(jié)帶寬。

以上是針對(duì)穩(wěn)態(tài)的電壓環(huán)設(shè)計(jì)，如果輸入或者輸出在進(jìn)行動(dòng)態(tài)跳變，為了保證電路的可靠性，可以加入快環(huán)。也即在動(dòng)態(tài)時(shí)，為了加快環(huán)路響應(yīng)，滿足動(dòng)態(tài)的要求，采用另外一組環(huán)路參數(shù)，同時(shí)去除軟件濾波。當(dāng)總母線電壓采樣大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定的一定值時(shí)，進(jìn)入快環(huán)；當(dāng)總母線電壓采樣不再大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定另一值時(shí)，退出快環(huán)。當(dāng)然，由于母線電容的ESR容易受環(huán)境溫度的影響，所以當(dāng)環(huán)境溫度過低時(shí)，母線電容的ESR增大，電壓環(huán)調(diào)節(jié)過快，會(huì)導(dǎo)致母線電壓過壓。

所以電壓環(huán)的設(shè)計(jì)不僅要考慮到穩(wěn)態(tài)的低帶寬，還要考慮動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及受環(huán)境溫度的影響。

母線電壓偏壓環(huán)

PFC電路有正負(fù)母線輸出，所以要控制正負(fù)輸出平衡：

。把疊加到電壓波形給定中去，這樣可以調(diào)節(jié)母線平衡（見均壓原理分析）。

母線電壓偏壓環(huán)是純比例環(huán)節(jié),即有靜差調(diào)節(jié),所以即使最終調(diào)節(jié)穩(wěn)定的情況下,母線還是會(huì)存在一定的差異,如果K越大，δ 輸出就越大，調(diào)節(jié)能力就越強(qiáng)，平衡度就越好，但是注入到輸入電流的諧波也就越大，影響THD指標(biāo)。所以需要在THD和母線平衡之間做出平衡。

為了消除正、負(fù)母線之間的靜差，可以采用PI環(huán)節(jié)來代替純比例環(huán)節(jié)，但是積分環(huán)節(jié)本身存在退飽和的問題，對(duì)于Vp, Vn 不停變化的系統(tǒng)，調(diào)壓是通過改變小矢量的持續(xù)時(shí)間，積分的響應(yīng)速度慢，可能反而對(duì)小矢量超調(diào)或欠調(diào)，導(dǎo)致正、負(fù)母線電壓一直處于偏壓的狀態(tài)。所以采用純比例環(huán)節(jié)進(jìn)行正、負(fù)母線電壓的調(diào)節(jié)可以保證時(shí)時(shí)性。

由于母線偏壓環(huán)的調(diào)節(jié)，會(huì)對(duì)THD造成影響，所以要根據(jù)母線偏壓的程序選擇比例系數(shù)和輸出δ的最大范圍，避免過分調(diào)節(jié)。

補(bǔ)償器的數(shù)字化

數(shù)字補(bǔ)償器設(shè)計(jì)流程如下：

首先選擇一個(gè)合適的已知原型濾波器傳遞函數(shù)（要選擇合適的零極點(diǎn)）；將該原型濾波器的s域傳遞函數(shù)映射到z域中；將z域轉(zhuǎn)換為時(shí)域內(nèi)的線性差分方程；

從s域到z域的變換，我們一般采用雙線性變換，又稱Tustin變換和梯形變換。它將s域中的模擬傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換為z域中的等效數(shù)字傳遞函數(shù)，它只是表示的一個(gè)近似值，相對(duì)于采樣頻率的交叉頻率越低，近似值就越可靠。

以3P3Z控制器設(shè)計(jì)為例，在s域的表達(dá)式為：

進(jìn)行雙線性變換，將

帶入Hc(s)中，經(jīng)過化簡可以得出z域表達(dá)式：

將z域轉(zhuǎn)換為線性差分方程：

在MCU里面執(zhí)行的大致過程如圖36所示：

圖36 數(shù)字Ⅲ型控制器實(shí)現(xiàn)方式