許多當前的無線電架構都包含下變頻級，可將RF或微波頻段向下轉換為中頻以進行基帶處理。無論最終應用如何，無論是通信、航空航天和國防，還是儀器儀表，感興趣的頻率都在向射頻和微波頻譜推高。這種情況的一種可能解決方案是使用越來越多的下變頻級，如圖1所示。但是，另一種更有效的解決方案是利用帶有集成數字下變頻器（DDC）的RF ADC，如圖2所示。

圖1.具有下變頻級的典型接收器模擬信號鏈。

將DDC功能與RF ADC集成，無需額外的模擬下變頻級，并允許RF頻域中的頻譜直接轉換為基帶進行處理。RF ADC能夠在千兆赫茲頻域中處理頻譜，從而減輕了在模擬域中執行潛在的多次下變頻的需要。DDC的能力允許頻譜的連續性以及通過抽取濾波進行濾波，這也提供了改善頻帶內動態范圍（增加SNR）的優勢。

圖2.使用帶DDC的RF ADC的接收器信號鏈。

本文主要重點介紹AD9680（以及AD9690、AD9691和AD9684）中的DDC功能。為了了解DDC功能以及如何分析DDC與ADC配合使用時的輸出頻譜，我們將以AD9680-500為例。作為輔助手段，將使用ADI公司網站上的頻率折疊工具。這個簡單而強大的工具可用于幫助理解ADC的混疊效應，這是分析集成DDC（如AD9680）的RF ADC輸出頻譜的第一步。

在本例中，AD9680-500采用368.64 MHz輸入時鐘和270 MHz模擬輸入頻率工作。首先，了解AD9680中數字處理模塊的設置非常重要。AD9680將設置為使用數字下變頻器（DDC），其中輸入為實數，輸出為復數，數控振蕩器（NCO）調諧頻率設置為98 MHz，半帶濾波器1（HB1）使能，6 dB增益使能。由于輸出很復雜，因此禁用了復數到實際的轉換塊。DDC 的基本示意圖如圖 3 所示。為了理解輸入音調的處理方式，重要的是要了解信號首先通過NCO，NCO在頻率上移動輸入音調，然后通過抽取，可以選擇通過增益模塊，然后選擇性地通過復數到實際轉換。

圖3.AD9680中的DDC信號處理模塊。

了解流經AD9680的信號流的宏觀視圖也很重要。信號通過模擬輸入進入，通過ADC內核進入DDC，然后通過JESD204B串行器，然后通過JESD204B串行輸出通道輸出。圖4所示AD9680的框圖對此進行了說明。

圖4.AD9680原理框圖

輸入采樣時鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz時，輸入信號將混疊到98.64 MHz的第一個奈奎斯特區。輸入頻率的二次諧波將在171.36 MHz處混疊到第一個奈奎斯特區，而第三個諧波混疊為72.72 MHz。圖 5 中的頻率折疊工具的繪圖對此進行了說明。

圖5.由頻率折疊工具說明的ADC輸出頻譜。

圖5所示的頻率折疊工具圖給出了ADC內核輸出端的信號在通過AD9680中的DDC之前的狀態。信號在AD9680中通過的第一個處理模塊是NCO，它將頻譜在頻域中向左移動98 MHz（回想一下我們的調諧頻率為98 MHz）。這會將模擬輸入從 98.64 MHz 下移至 0.64 MHz，二次諧波將下移至 73.36 MHz，第三次諧波將下移至 –25.28 MHz（回想一下，我們正在查看復雜的輸出）。這顯示在下面圖6中可視模擬的FFT圖中。

圖6.NCO = 98 MHz 的 DDC 后的 FFT 復數輸出并抽取 2。

從圖 6 中的 FFT 圖中，我們可以清楚地看到 NCO 如何移動我們在頻率折疊工具中觀察到的頻率。有趣的是，我們在FFT中看到了一種無法解釋的基調。然而，這種語氣真的無法解釋嗎？NCO 不是主觀的，會改變所有頻率。在這種情況下，它將基波輸入音98 MHz的別名下移至0.64 MHz，并將二次諧波移至73.36 MHz，將第三次諧波移至–25.28 MHz。此外，另一個音調也發生了變化，出現在86.32 MHz。這語氣到底是從哪里來的？DDC或ADC的信號處理是否以某種方式產生了這種音調？好吧，答案是否定的...是的。

讓我們更仔細地看一下這個場景。頻率折疊工具不包括ADC的直流失調。此直流偏移導致直流（或 0 Hz）時出現音調。頻率折疊工具假設理想ADC沒有直流偏移。在AD9680的實際輸出中，0 Hz時的直流失調音調的頻率下移至–98 MHz。 由于復雜的混頻和抽取，該直流失調音折回實際頻域中的第一個奈奎斯特區。當觀察一個復雜的輸入信號時，一個音調在負頻域中移入第二個奈奎斯特區，它將繞回實頻域中的第一個奈奎斯特區。由于我們啟用了抽取率等于 2 的抽取，因此我們的抽取奈奎斯特區寬度為 92.16 MHz（回想一下：fs= 368.64 MHz，抽取采樣率為 184.32 MHz，奈奎斯特區為 92.16 MHz）。直流偏移音偏移至–98 MHz，與92.16 MHz的抽取奈奎斯特區邊界的增量為5.84 MHz。當這個音調折回第一個奈奎斯特區時，它最終在實際頻域中與奈奎斯特區邊界的偏移量相同，即92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz。這正是我們在上面的FFT圖中看到的基調！因此，從技術上講，ADC產生信號（因為它是直流偏移），而DDC只是稍微移動它。這就是良好的頻率規劃的用武之地。適當的頻率規劃可以幫助避免這種情況。

現在我們已經看了一個使用抽取率等于 2 的 NCO 和 HB1 濾波器的示例，讓我們向該示例添加更多內容。現在，我們將提高DDC中的抽取率，以查看當采用更高的抽取率以及NCO的頻率調諧時，頻率折疊和轉換的效果。

在本例中，我們將介紹AD9680-500，其工作輸入時鐘為491.52 MHz，模擬輸入頻率為150.1 MHz。AD9680將設置為使用數字下變頻器（DDC），具有實輸入、復數輸出、155 MHz的NCO調諧頻率、半帶濾波器1（HB1）和半帶濾波器2（HB2）（總抽取率等于4）和6 dB增益。由于輸出很復雜，因此禁用了復數到實際的轉換塊。回想一下圖 3 中 DDC 的基本示意圖，該示意圖給出了通過 DDC 的信號流。信號再次首先通過NCO，NCO在頻率上移動輸入音調，然后通過抽取，通過增益模塊，在我們的例子中，繞過復數到實際轉換。

我們將再次使用頻率折疊工具來幫助了解ADC的混疊效應，以評估模擬輸入頻率及其諧波在頻域中的位置。在本例中，我們有一個真實信號，采樣率為491.52 MSPS，抽取率設置為4，輸出很復雜。在ADC的輸出端，信號如圖7所示，使用頻率折疊工具顯示。

圖7.由頻率折疊工具說明的ADC輸出頻譜。

輸入采樣時鐘為491.52 MHz，模擬輸入頻率為150.1 MHz，輸入信號將駐留在第一奈奎斯特區。輸入頻率的二次諧波在300.2 MHz處混疊到191.32 MHz的第一個奈奎斯特區，而450.3 MHz處的第三個諧波混疊到41.22 MHz處的第一個奈奎斯特區。這是ADC輸出端的信號在通過DDC之前的狀態。

現在讓我們看看信號如何通過DDC內部的數字處理模塊。我們將觀察信號經過每個階段的過程，并觀察NCO如何移動信號以及抽取過程隨后折疊信號。我們將根據輸入采樣率、491.52 MSPS 和 f 來維護該圖。s條款將與此采樣率有關。讓我們觀察一下圖 8 中所示的一般過程。NCO 會將輸入信號向左移動。一旦復數（負頻）域中的信號移位超過–fs/2，它將折回第一個奈奎斯特區。接下來，信號通過第一個抽取濾波器HB2，該濾波器抽取2倍。在圖中，我顯示了抽取過程，但沒有顯示濾波器響應，即使操作一起發生。這是為了簡單起見。在第一次抽取兩倍后，頻譜從fs/4 至 fs/2轉換為 –f 之間的頻率s/4和直流。同樣，從 –f 開始的光譜s/2 至 –fs/4轉換為直流和f之間的頻率s/4.信號現在通過第二個抽取濾波器HB1，該濾波器也抽取2（現在的總抽取等于4）。fs/8 和 fs/4 之間的頻譜現在將轉換為 –f 之間的頻率s/8和直流。類似地，–f 之間的光譜s/4 和 –fs/8將轉換為直流和f之間的頻率s/8.盡管圖中顯示了抽取，但未顯示抽取濾波操作。

圖8.抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響——通用示例。

回想一下前面討論的示例，輸入采樣速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO 頻率為 155 MHz，抽取率等于 4（由于 NCO 分辨率，實際 NCO 頻率為 154.94 MHz）。這導致輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于AD9680配置為復雜混頻，因此需要在分析中考慮復頻域。圖9顯示頻率轉換非常繁忙，但通過仔細研究，我們可以處理信號流。

圖9.抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響——實際示例。

NCO 轉移后的頻譜：

基頻從+150.1 MHz向下移動到–4.94 MHz。

基本波的圖像從–150.1 MHz偏移到186.48 MHz。

二次諧波從191.32 MHz向下移動到36.38 MHz。

第三次諧波從+41.22 MHz向下移動到–113.72 MHz。

抽取 2 后的頻譜：

基頻保持在–4.94 MHz。

基波鏡像向下轉換為–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

二次諧波保持在36.38 MHz。

第三次諧波被HB2抽取濾波器顯著衰減。

抽取 4 后的頻譜：

基波保持在–4.94 MHz。

基本波的圖像保持在–59.28 MHz。

二次諧波保持在–36.38 MHz。

第三次諧波被HB1抽取濾波器濾除并幾乎消除。

現在讓我們看一下AD9680-500的實際測量結果。我們可以看到基波位于–4.94 MHz。基波圖像位于–59.28 MHz，振幅為–67.112 dBFS，這意味著圖像已衰減約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz。 請注意，VisualAnalog 無法正確找到諧波頻率，因為它無法解釋 NCO 頻率和抽取率。

圖 10.DDC 后信號的 FFT 復數輸出圖，NCO = 155 MHz 并抽取 4。

從FFT中，我們可以看到AD9680-500的輸出頻譜，DDC設置為實際輸入和復數輸出，NCO頻率為155 MHz（實際154.94 MHz），抽取率等于4。我鼓勵您瀏覽信號流圖，以了解頻譜是如何偏移和轉換的。我還鼓勵您仔細瀏覽本文中提供的示例，以了解DDC對ADC輸出頻譜的影響。我建議打印出圖8，方便在分析AD9680、AD9690、AD9691和AD9684的輸出頻譜時參考。在支持這些產品時，我遇到了許多與ADC輸出頻譜中頻率相關的問題，這些問題被認為是無法解釋的。然而，一旦分析完成并通過NCO和抽取濾波器分析信號流，很明顯，最初被認為是頻譜中無法解釋的雜散實際上只是駐留在它們應該在的位置的信號。我希望在閱讀和研究本文后，您下次使用集成了DDC的ADC時能夠更好地處理問題。 請繼續關注第二部分，我們將繼續研究DDC操作的其他方面以及如何模擬其行為。我們將研究ADC混疊引起的抽取濾波器響應，提供更多示例，并使用虛擬評估來觀察AD9680中DDC的工作及其對ADC輸出頻譜的影響。

審核編輯：郭婷