一種尺寸并不適合所有人！恰恰相反。半導體公司瞄準細分市場，并根據最終產品要求定制穩壓器參數。顯然，了解應用將有助于決定正確選擇穩壓器。

在為工作選擇合適的穩壓器：第1部分中，我們討論了脈寬調制（PWM）轉換器的兩種穩壓器控制方案，即電流模式（CM）和電壓模式（VM）。我們還研究了這些控制模式之間的關鍵差異。在該應用說明中，我們解釋了產品應用對于選擇合適的穩壓器非常重要。

在第2部分中，我們將介紹其他常用的穩壓器控制拓撲，并描述每種拓撲的應用優勢。除了 VM 和 CM PWM 控制外，現代穩壓器還集成了其他主要控制方案：脈沖頻率調制 （PFM）、遲滯和恒定導通時間拓撲 （COT）。在查看了每種方法之后，我們添加了有關輔助控制方法的簡短討論，例如跳過模式。

稍后，第3部分將提供基本方程式，幫助設計人員為應用選擇最佳穩壓器并優化周圍組件。

PFM 轉換器提供更好的整體效率

PFM 轉換器1是一種替代的 DC-DC 架構。該控制方案改變轉換器開關頻率與轉換器負載直接相關。因此，該體系結構稱為 PFM。許多便攜式應用將使用PFM模式來最大限度地延長電池壽命，因為PFM轉換器在輕負載下比基于PWM的轉換器效率高得多。

在PWM或PFM轉換器之間進行選擇時，電磁干擾（EMI）是一個重要的考慮因素。在PWM模式下，開關頻率是固定的，因此轉換器開關產生的EMI是可預測的和恒定的，并且在許多情況下可以濾除。許多PWM轉換器還提供外部頻率同步輸入，以幫助減少與應用板上通常存在的其他重要信號頻率的沖突。如果應用需要多個電壓，則所有開關轉換器的時鐘頻率可以相同。當多個轉換器不以相同頻率切換且相位未完全對齊時，這種方法消除了固有的拍頻。與PWM拓撲結構相比，PFM的開關頻率是可變的，并且更難控制EMI。因此，PFM模式可能不是為敏感音頻或RF低噪聲電路供電的最佳選擇。然而，當必須在很寬的輸出負載范圍內優化效率時，PFM將是一個很好的選擇。

最后，應該注意的是，許多轉換器都有在PFM或PWM模式下運行的規定。邏輯控制模式引腳或內部電路根據負載電流自動在這兩種模式之間切換。

PFM 控制器的操作

升壓式 PFM 控制1兩個單脈沖電路基于DC-DC轉換器輸出的負載電流工作。PFM 基于兩個開關時間（最大導通時間和最小關斷時間）和兩個控制環路（一個電壓調節環路和一個最大峰值電流關斷時間環路）。PFM還具有可變頻率的控制脈沖。控制器中的兩個單脈沖電路定義了 T上（最大導通時間）和 T關閉（最短休息時間）。The T上單次電路激活第二個單次電路，T關閉.每當電壓環路的比較器檢測到V外是超出規定的，T上單次電路被激活。脈沖的時間固定到最大值。如果最大峰值電流環路檢測到超過電流限值，則可以縮短該脈沖時間，如圖1所示。靜態電流（IQPFM控制器的功耗僅限于偏置其基準電壓源和誤差比較器所需的電流（10s的μA）。與此形成鮮明對比的是，PWM控制器的內部振蕩器必須連續導通，導致電流消耗為幾毫安。

圖1.脈沖頻率調制 （PFM） 控制電路。使用這種拓撲結構，如果最大峰值電流環路檢測到超過電流限值，則可以縮短脈沖時間。

同步降壓轉換器具有雙模式操作，因此設計人員可以在 PWM 和 PFM 模式之間進行選擇，并在很寬的負載電流范圍內優化效率。兩個示例轉換器MAX17503和MAX17504使用交替的PFM控制方案，也是在較輕負載下提高效率的良好示例。 例如，圖2顯示了PFM和PWM模式的效率曲線。當PFM模式下的負載電流低于100mA時，在相同的負載電流下，與PWM模式相比，效率顯著提高。請注意，對于12V的電壓輸入和+5V的電壓輸出，PFM模式下的效率接近92%，而PWM模式下的效率為81%！

圖2.MAX17503降壓轉換器的PWM和PFM效率曲線請注意，在PFM模式（右）的負載電流低于100mA時，在相同的負載電流下，與PWM模式相比，效率顯著提高。

讓我們總結一下PFM的優勢：

極佳的低功耗轉換效率

不需要環路補償網絡

降低解決方案成本

而PFM的缺點：

可變頻率可能更難過濾排放。此模式可能不適合存在低噪聲、靈敏模擬電路的情況。

輸出紋波可能高于PWM模式。

遲滯轉換器提供可預測的操作

與大多數基于比較器的電路一樣，遲滯用于保持可預測的工作并避免開關顫振。遲滯轉換器2圖3根據轉換器檢測到的輸出電壓變化打開或關閉功率FET。這種架構有時被稱為“紋波穩壓器”或“砰控制器”，它連續地來回切換輸出電壓，使其略高于或低于理想設定點。由于遲滯架構各不相同，因此功率FET的驅動信號基于電路的工作條件。開關頻率不是恒定的。因此，滯后方法是PFM架構的一種類型。

圖3.遲滯控制轉換器根據轉換器檢測到的輸出電壓變化打開或關閉功率 FET。

現在看看滯后控制的優點：

無需環路補償（PFM 拓撲也是如此）。環路帶寬接近開關頻率本身。

無需時鐘或誤差放大器，因此工作電流非常低。這種類型的穩壓器適用于電池供電應用。

遲滯轉換器成本低。

而滯后控制缺點：

由于沒有固定時鐘，與PWM控制相比，很難預測開關頻率。這種類型的穩壓器不適合具有敏感模擬電路的應用。

使用ERS較低的輸出電容時，可能需要在圖3中的R1兩端使用前饋電容來增加反饋引腳上的電壓紋波。

遲滯常導通時間 （COT） 控制保持頻率恒定

回想一下，遲滯轉換器的主要缺點是可變頻率。由于它使用帶遲滯的比較器，因此反饋節點上必須有足夠的電壓紋波以確保穩定開關。基本上，比較器反饋節點的紋波電壓必須大于比較器的遲滯帶。此外，可能需要更高的ESR電容來提高輸出紋波電壓，或者必須增加如圖3所示的前饋電容。為了保持頻率盡可能恒定，增加了一個恒定導通時間（COT）發生器。在這種 COT 控制模式下，T上時間將與輸入電壓成反比，如圖4所示。

COT發生器極大地增強了這種類型的轉換器，使其能夠在更寬的輸入電壓范圍內保持恒定的頻率。然而，發生器不能解決在反饋節點增加紋波以幫助比較器切換的需要。在遲滯控制中加入COT使設計工程師能夠更好地預測開關頻率。COT 控制還使您能夠更好地優化 EMI 濾波，并提供低成本和良好瞬態響應的優勢。具有COT控制的現代轉換器還通過檢測低側MOSFET中的電流來產生紋波電壓。然后，COT控制將該電壓添加到內部反饋電壓或內部基準電壓源中。COT控制技術帶來的好處非常重要：不再需要紋波電壓，現在可以使用低ESR陶瓷電容器。

圖4.恒定導通時間 （COT） 遲滯轉換器使頻率盡可能保持恒定。

現代同步降壓轉換器在遲滯PWM控制方案中采用最小導通時間控制。如圖3所示，仍然使用遲滯比較器。該控制方案的操作非常簡單。當輸出電壓低于穩壓門限時，誤差比較器通過接通高端開關開始一個開關周期。該開關一直導通，直到最小導通時間到期，輸出電壓高于調節門限或電感電流高于限流門限。一旦關斷，高端開關將保持關斷狀態，直到最小關斷時間到期，輸出電壓再次降至穩壓門限以下。在關斷期間，低側同步整流器導通并保持導通，直到高端開關再次導通或電感電流接近零。為了幫助提高效率，內部同步整流器無需外部肖特基二極管，如圖5所示。

圖5.MAX8640Y/MAX8640Z降壓轉換器中的遲滯PWM控制。

跳躍/省電模式可優化較輕負載下的效率

脈沖跳躍（也稱為省電模式）是某些PWM轉換器架構中使用的輔助控制模式;對于便攜式或低功耗應用，在較輕負載下優化效率特別有用。

當PWM轉換器在中等到高負載電流下工作時，它以臨界導通模式運行，這意味著電感電流不會降至零。隨著負載電流的減小，轉換器可能會切換到不連續導通模式，此時電感中的電流確實會減小到零，具體取決于電感的值。然后在非常輕的負載下，轉換器進入跳躍或省電模式。現在，它間歇性地關閉內部振蕩器，并僅在需要時重新啟用它以維持輸出調節。因此，“跳過”和省電。由于此操作會進一步調制開關頻率，因此跳頻或省電模式有時稱為PFM模式的一種形式。

有現代的DC-DC轉換器，允許用戶在PWM或跳頻模式之間進行選擇，以降低電流消耗并在輕輸出負載下實現更高的效率。在跳頻模式下，當電感電流降至跳頻模式電流門限以下時，高端和低端MOSFET關斷。因此，電感電流永遠不會變為負值。如果在時鐘周期的關斷時間內電感電流降至此門限以下，則低側MOSFET關斷。在下一個時鐘周期，如果輸出電壓高于設定點，PWM 邏輯將保持高端和低端 MOSFET 關閉。如果輸出電壓低于設定點，PWM 邏輯將高側 MOSFET 導通，以實現最短的固定導通時間。這就是跳過周期和控制開關以根據需要為負載提供服務的方式。

圖6中的效率曲線顯示了在相同條件下，與PWM工作模式相比，跳模效率在200mA以下有所提高。

圖6.MAX15053降壓型開關穩壓器的PWM與跳模效率曲線請注意，與PWM模式相比，低于200mA的跳躍模式的效率有所提高。

總結

在本系列的第二個應用筆記中，我們將討論并對比幾種控制拓撲：PFM、遲滯、COT和跳躍模式。盡管存在各種差異、優點和缺點，但我們看到這些拓撲在必須優化電池運行時間和低功耗的便攜式設備中具有明顯的優勢。

審核編輯：郭婷