用8V驅動15Msps、18位ADC的最大挑戰p-p輸入范圍是指缺乏具有足夠帶寬、低噪聲和所需輸出偏移的集成放大器。有低噪聲、高帶寬放大器可以產生2V電壓聚丙烯.有可以產生8V的低速放大器聚丙烯.對于超過1MHz的低失真，復合放大器涉及采用不同工藝構建的混合器件，并采用不同的電源工作，似乎是唯一可行的選擇。

在復合放大器中使用分立晶體管不受客戶歡迎，也不一定容易在分立式實現中產生極高的線性度。基于復雜分立晶體管的反饋放大器，甚至涉及有限數量的分立晶體管的復合放大器所需的物理空間，都會導致物理傳播路徑延遲過大，從而產生潛在的環路穩定性問題。

下面將詳細介紹僅涉及集成放大器的復合放大器。在這種情況下，盡管盡可能緊湊，但物理路徑長度仍然是一個問題。因此，集成了某些電路功能來解決可能被視為布局的問題。

遺憾的是，高線性度放大器，即使是用于中等帶寬，也需要高GBWP才能獲得足夠的反饋因數。所需的失真越低，在給定頻率下產生失真水平所需的GBWP就越多。這意味著在最后級放大器之后和ADC之前，必須抑制很大的噪聲帶寬。有些拓撲在低頻下可能具有低噪聲密度，并且依靠數字濾波來降低第一和第二奈奎斯特區中落在奈奎斯特邊界附近的部分的噪聲貢獻，但是，驅動器必須在第一個混疊頻帶折疊到目標頻帶之前充分抑制噪聲。出色的GBWP和由此產生的噪聲帶寬（高線性度放大器中的雙刃劍）將在一定程度上受到ADC本身的限制。但是，對于該ADC，全200MHz輸入帶寬將折疊到7.5MHz基帶26倍。在7.5MHz奈奎斯特帶寬下，ADC的噪聲密度為16nV/√Hz。但是，如果沒有帶寬限制的驅動器，需要約3nV/√Hz的輸出噪聲密度，才能與ADC本身的噪聲貢獻相當。顯然，在8V電壓下無法折合到3nV/√Hz輸出。PP增益在6-12dB范圍內。即使是差分放大器中實用的400歐姆FB電阻，其噪聲貢獻也大于此。由于放大器必須驅動這些反饋電阻，成為負載的一部分，因此不能選擇使用較低的阻抗。較低的阻抗會增加輸出級的失真，從而破壞目的。較低的反饋阻抗還需要一個低的、非常恒定的源阻抗饋送到差分放大器的輸入端，否則也會導致失真。許多源、緩沖器、放大器、傳感器，甚至一些無源濾波器可能沒有恒定的輸出阻抗，如果加載低阻抗，會產生失真。輸入放大器的噪聲增益、噪聲電壓和噪聲電流共同提高了輸出噪聲密度。

圖2.裝有 LT6237、LTC6404 和 LT1396 的原型（郵票 34mm × 24mm）

這種限制噪聲帶寬的需要需要一個輸出濾波器，放置后置放大器。該濾波器必須非常快速地建立，同時抑制時鐘頻率周圍的第一個混疊頻段，以及高GBWP導致的擴展帶寬。

大多數用于驅動高速ADC的集成放大器的電源范圍有限，通常工作電壓為2V聚丙烯.它們通常高于此信號電平的余量很小。該復合放大器的內核包含一個低壓高帶寬差分放大器，但它需要一個能夠提供8V的輸出級。聚丙烯，具有足夠的裕量來容納濾波器的插入損耗以及該濾波器的復阻抗。

下面介紹了一種復合放大器，該復合放大器涉及多種類型的輸入緩沖器，然后是基于 LTC6404 的復合差分放大器，后接是采用電流反饋放大器的固定增益輸出級。

LT1396雙通道400 MHz CFA（采用MS8封裝）作為輸出級并不是唯一的候選級，甚至不是最佳候選者，而是被選用于PCB實現方案，以便有多種備選方案可供選擇。請注意，實用的電流反饋放大器沒有軌-軌輸出級。采用電流反饋放大器作為輸出級的原因是在高頻下具有快速建立、低延遲、高壓擺和低輸出阻抗的組合。輸出級的極低失真和低噪聲會很好，但不是必需的。高壓擺率和低延遲更為重要。

LT1396 僅可用作此應用的驅動器，因為它位于由 LTC6404 建立的控制環路內，并且在控制環路帶寬內，其噪聲和失真貢獻減小。如果不對誤差進行這種校正，LT1396 將嚴重損害 SFDR 和 SNR。

圖3.放大器拓撲

反饋路徑中有一個交越功能，將高頻反饋放置在差分放大器（U2）周圍，并將全局反饋放在整個環路周圍。事實上，全局反饋在大約100MHz時由產生本地補償高通（C5）的同一元件滾降。在1MHz時，差分放大器的本地反饋電流比全局電流反饋低約60dB。輸出放大器（參見圖2中的U3）受到其自身性能的限制，接近該交越區域，并且在一定頻率以上會產生不可接受的高噪聲密度和失真產物。然而，這些產品受到輸出濾波器的抑制，該濾波器還將第一個混疊噪聲頻段抑制約10dB，將第二個混疊頻段抑制15dB。衰減超過此點會增加，但不會顯著增加。該后置濾波器具有吸收性，以最大程度地減少相互作用，并從ADC獲得盡可能高的SFDR。

總環路增益是正反饋和負反饋的乘積。正反饋（R14）表現出延長的光程長度，并在差分放大器（U2）之前將其輸送到并聯電容（C2）。正反饋提高了輸入緩沖器（U1）的負載阻抗，為負反饋路徑中的滯后提供了一些補償，并允許更高的增益和差分放大器看到的相對較低的源阻抗。它還充當有源濾波器，因為它增加了通帶的增益，但在阻帶中，剩余的正反饋很少，主要是負反饋。正反饋和負反饋的組合也會提高差分放大器在由以地為參考信號驅動時看到的共模輸入電壓。除非以這種方式使用正反饋，否則可能需要上拉。

正反饋和負反饋的組合還通過限制差分放大器看到的共模來擴展整個放大器的共模范圍。這樣，雖然它提高了輸入緩沖器看到的差分阻抗，但降低了共模阻抗。

輸入級（見圖3）也是電流反饋放大器，其配置方式是輸入級的使用方式，就好像它們是4個晶體管互補發射極跟隨器一樣，輸出取自反相輸入。環路圍繞這些放大器閉合，建議的最小400歐姆（R3），但不使用實際輸出。然而，PCB具有從輸出端子獲取輸出的規定，以防使用其他放大器。

圖4.LT1396 的簡化內部原理圖

然而，LT1396 輸出級用作傳統的電流反饋放大器，其增益約為 2。輸出級具有反相和同相增益。

AV = 0.5+ （603 / （348+49.9） = 2.015

每個輸出放大器均由差分放大器的兩個輸出驅動：LTC6404 的每個輸出驅動一個放大器的同相輸入，以及另一個放大器的反相輸入。為了達到8.192V聚丙烯全標度，LTC6404 必須提供 2.0V聚丙烯.

同相路徑具有補償元件，而同相路徑不可避免地會因更迂回的路徑而延遲，涉及埋線和交叉。正反饋路徑同樣更加迂回，因為它也必須交叉。正反饋路徑可以在一定程度上擴展，而不會影響穩定性。不應擴展負反饋路徑。

盡管 LTC6404 具有針對輸入和焊盤電容的本地零補償，但主要的補償元件是 C5，其對應的補償元件是 C105。（對應項加100）該電容攔截全局（DC）反饋路徑，差分放大器為零;但是，它是輸出放大器的極點。主負反饋電阻R12，也是輸出放大器最嚴重的負載。該電阻的物理尺寸較大，有可能改善失真。要理解這種拓撲結構，需要認識到C5可能會將正反饋傳導回輸出級。C5截獲負反饋的點一定不能在源端接電阻R8中產生足夠的信號來顯著提高U2的輸出阻抗，或者實際上，在極端情況下產生持續振蕩。R12的值應大于C2和C5之間的值之和，并且與輸出級的噪聲增益有關。電容器 C2 還有助于確保差分放大器的噪聲增益足夠高，以確保所選 LTC6404 類型的穩定性。

LTC6404-1 最適合于較低增益的實施方案，但 LTC6404-2 甚至 -4 版本可用于更高增益或更高頻率的版本，并可選擇適當的 R13 / R6。整個設計中有許多 50 歐姆電阻，這些電阻用于確保各種信號路徑（正向或反向）中的較長傳輸線正確源端接或端接。由于ADC提供的瞬變具有相當高的頻率成分，并且在15Msps時，該放大器只有29 nsec才能穩定到18位電平，因此控制VSWR非常重要。

輸入濾波器

PCB上的輸入濾波器旨在提供盡可能低的帶內源阻抗，以獲得良好的噪聲系數，同時還提供良好的阻尼和RFI濾波端口。陶瓷磁芯電感器（L1）在低頻時看起來像短電感，但在高頻下由于R1而顯得很短，但在高頻下為50歐姆。不要試圖用鐵氧體磁珠代替電感和電阻的并聯組合。珠子會導致失真。有一個 10K 輸入電阻 （R22） 接地，用作偏置源，以防施加直流阻斷信號源。如果信號源在可接受的共模輸入范圍內提供直流偏置，則可以移除該電阻。如有必要，電阻可以更低，也可以在合理范圍內更高。如果需要一個較高的輸入阻抗，則應注意的是，LT1396 可能會表現出高達 30uA 的輸入偏置電流和 6pA 的噪聲電流。對于非常低的偏置電流、高源阻抗的應用，可以使用LTC6269，盡管噪聲水平較高，并且可用頻率范圍可能受到更多限制。

對于噪聲系數很重要的較低頻率應用，可以使用1.1 nV/√Hz LT6237，包括在LTC6404之前提供一些差分增益。在7.5 MHz帶寬下，輸入噪聲系數為1.1 nV/√Hz，表明在ADC占主導地位之前，可以達到高達約24dB的增益。事實上，整個信號鏈中的其他噪聲源或阻抗的實際限制約為20 dB。除此之外，噪聲系數的適度改善是以犧牲動態范圍為代價的。在20dB情況下，LTC6404控制的驅動器部分的增益應該在6至12 dB之間。驅動器級增益應為6dB以獲得最佳噪聲系數，12dB以實現最低失真。這意味著輸入級將分別配置為14dB和8dB之間。即使在14dB增益下，在第一級反相輸入端看到的阻抗也會限制可以實現的噪聲系數。傳統觀點認為，輸入級的增益應最大化，以最小化增益設置電阻處的阻抗，但這意味著低值反饋電阻（約為增益設置電阻的4倍），因此可能會增加失真。輸入級可以產生的信號擺幅很可能被限制在2V左右。PP，但對于較低頻率的應用，它可能在高達 4V 的情況下實用PP.當然，如果需要最佳噪聲系數，以犧牲動態范圍為代價，可以大大提高輸入級的增益。PCB不是為小于50歐姆的增益設置電阻而設計的（圖2中未顯示），因為PCB上的這些電阻之間有傳輸線。但可以考慮使用500歐姆或更高的FB電阻（R3）。

輸出濾波器

與任何直接采樣 ADC 非常相似，LTC2387 會產生混頻產物，這些積被視為毛刺，不能在錯誤的時間反射并返回到 ADC — 采樣時意味著錯誤的時間。它們也不得引起濾波器或任何放大器的振鈴。振鈴可能會保留非線性電荷的殘余，從而導致失真。這些瞬變也不得導致放大器產生輸出電壓或電流相關的恢復偽像，因為即使瞬變本身不是，這些偽像本質上也可能是非線性的。

圖5.輸出濾波器特性

完全吸收的過濾器必然會很好地沉淀。如果沒有回頭反思，就沒有什么可以解決的了。然而，完全吸收式過濾器并不容易實現。此外，許多具有適度阻帶衰減的吸收濾波器可能會允許瞬變返回放大器以干擾它們。在這種情況下，放大器恢復即使不快，也會成為一個問題，并且與輸出偏移一致。

許多放大器的輸出阻抗會隨輸出電流或電壓而變化，從而在早期輸入級允許的干擾中產生變化。保持高度吸收和高度隔離可能是相互沖突的要求。瞬變本身可能會干擾輸出放大器。它們可能會在整個鏈路中反射，就像反向隔離較差的RF放大器一樣，從而干擾輸入緩沖器，甚至在輸入緩沖器之前。在輸出級或輸入緩沖器中使用軌到軌輸出放大器將使結果對原始信號源的反射率更加敏感。由于放大器的輸出阻抗隨頻率升高而上升，并且由于MS8封裝不是最佳選擇，這實際上是一個問題。在測試中，DFN中輸出放大器的類似版本使IM結果比MS8提高了15dB，其中輸出濾波器被簡單的50歐姆源端接取代。但是，在輸出濾波器完好無損的情況下，很難測量差異。

最終放大器的輸出阻抗中產生的瞬態將是非線性的，如果允許通過反饋網絡傳播回LTC6404輸入級，則由于差分放大器的過補償，在可用時間內建立的可能性較小。

濾波器與橢圓濾波器和雙工器共享功能。它在5MHz以下看起來非常具有吸收性，并且在高達約1GHz時具有優于20dB的回波損耗。該頻率范圍很重要，因為ADC提供的瞬變會擴展到這些頻率。這些是 50 歐姆源端接濾波器。

輸出濾波器的影響超出了復雜性與期望響應的權衡。差分放大器的過度補償程度越高，輸出級的噪聲增益就越低，輸出濾波器的轉折頻率就越低。它還降低了施加在 LT1396 輸出級上的控制帶寬，從而導致與交越失真相關的雜散抑制無效。輸出濾波器響應在很大程度上取決于放大器拓撲結構的頻譜噪聲分布，以及抑制fs及更高頻率附近混疊噪聲頻段的需求。它不是真正的抗混疊濾波器，事實上，如果輸入頻譜功率分布平坦，則不足以作為抗混疊濾波器。在此位置，這種類型的響應通常稱為屋頂過濾器。采樣速率的選擇對所需的阻帶有很大影響，但受到電感的物理尺寸和SRF的限制。事實上，最終電感的SRF可能是保持對GHz頻率的充分吸收的主要障礙。該ADC具有如此高的SNR，混疊噪聲可能導致許多潛在的驅動器解決方案無法運行。上面所示的濾波器將第一個兩個混疊頻段抑制約10dB，后兩個混疊頻段（30MHz）抑制15dB。這將導致低于1 MHz的噪聲密度相對于單獨的基帶升高約1 dB。包括45MHz和60MHz左右的混疊頻段，使本底噪聲進一步提高0.25dB。

圖6.在 485 和 519 KHz 下進行雙音測試（注意 IM3）（忽略信噪比/底線）

對于許多自然現象，如振動，頻譜功率分布每倍頻程下降12-18 dB。如果預計全功率為200 KHz，然后每倍頻程滾降18dB，則如圖所示的濾波器將足以滿足抗混疊目的。7倍頻程*18dB，15MHz左右的10dB抑制將使第一個預期混疊基本上減少到–118dB，可以說將其排除在考慮范圍之外。

涉及擴展到幾MHz的激勵頻率的檢測應用是實用的，因為頻譜功率分布有限且處于受控之下。

性能

已經構建了相當多的變體，并測試了場景，但是數據量和原理圖以及變體的優缺點的呈現超出了本文的范圍。

這些數字是總結。

可根據要求提供特定場景的繪圖。

SNR 89dB，增益為12dB（如圖2和圖5所示）至91.9dB，增益為6dB（可根據要求提供原理圖）

IM3 在 500 KHz（–7dBfs / 音調） –115dBfs 在 10Msps， （–113dBfs 在 15Msps 時）

IM3 在 1MHz 時 –110dBfs 在 15Msps 時增益 = 12dB，–115dBfs （增益 = 6dB 時為 –115dBfs （LT1396 在 U1 和 U3 時）

3MHz 時的 IM3 乘積約為 100dBfs

信噪比包括ADC貢獻。最佳性能是ADC上沒有輸入電容，使用ADC演示板。

在圖5中，頻譜被屏蔽以產生IM3產品的正確計算，方法是使平均本底噪聲（由發生器升高）類似于IM3產品出現的點。

變種

該驅動板可以根據帶寬或頻譜功率分布構建在大量替代群體中;獲得;輸入阻抗和功率限制。

有些總體選項尚未經過很大程度的測試，輸出濾波器的優化可能會產生更好的結果，因為有證據表明性能受到與濾波器以及原型板上傳輸線相互作用的限制。如果該驅動器在ADC的同一電路板上實現，則傳輸線可能更短，阻抗更低，并且演示板上沒有某些可能限制性能的功能。

如果濾波器被重新設計為明顯低于50歐姆，則輸出放大器的選擇可能會受到限制。有證據表明，更低的阻抗或更高的吸收性驅動是有益的，可能在1 MHz時產生–125dBfs的IM3。 （本系列的第三部分）

對于那些需要低功率的應用，U1 可以是 LT6203，而 U2 可以是 LTC6406，甚至是 LTC6403。這將限制在100kHz的全功率，盡管對于頻率急劇滾降的振動分析，對于幾MHz的內容可能很好。LTC6403 具有比 LTC6406 更高的噪聲電壓，因此，它將更適合于增益較低的版本。

對于低輸入阻抗應用，可以旁路（去掉）輸入緩沖器，SNR甚至線性度可能更好。這方面的測試表明，如果信號源沒有恒定且相當低的輸出阻抗（包括擴展到高頻），IM可能會更糟，失真也會變差。

作為輸入緩沖器，LT6237 將產生比 LT1395 更好的 SNR，但 SFDR 將降級到 300-500 KHz 以上。

LT6237 以及可能的其他 RRIO 放大器受先前濾波器反射的不利影響更大，并且與電流反饋放大器相比，高頻反向隔離度降低。可以使用MS8中提供的其他電流反饋放大器，并已在此PCB上進行了測試。輸出級只應考慮電流反饋放大器。

對于非常高的輸入阻抗應用，可以使用 LTC6269IMS8，但它僅限于 ±2.5V 電源，因此只有相當高的增益才實際存在，因此 SNR 將受到影響。但是，可用帶寬可能會擴展到5MHz。

隨著藝術品的更改，可以使用其他放大器。作為輸出級，LT6411 的性能可能優于 LT1395，但沒有引腳兼容的替代產品可用。LTC6409 可用作 LTC6404 的替代產品，但它具有較高的噪聲電流，并且可能僅對較高增益版本有意義。使用單個輸入緩沖器將簡化圖稿，并提高SNR。該設計可用于單端或差分信號。共模范圍限制為+2V，在較高增益版本中，共模范圍相對于地限制為–1V。增益較低時，公共范圍可以擴展，具體取決于輸入緩沖器和電源。如果可以放棄SNR，共模范圍可能會大大擴展。在 LTC6404 之前增加一個共模伺服可以大大擴展共模范圍。

應用

該驅動器的大多數實際應用將是接收由相對較高的激勵水平產生的信號，并且同樣可能產生相對較高的輸出。多普勒血流測量、不能使用時間增益放大器的超聲測量和醫學成像可能是例子。振動分析是一個可能受益的領域，盡管預計MHz頻率將表現出非常低的功率水平。使用預加重或微分可以使幾MHz的性能具有相當大的好處。聲納、水聽器和地震檢波器也可以產生相當大的信號功率，頻率范圍和動態范圍可能對這些領域感興趣。對長距離聲納使用擴頻調制將對來自不同回波的碰撞反射之間的互調失真很敏感，因此可能會受益于該驅動器和ADC。在EM檢測、渦流檢測、金屬檢測或材料表征中使用高達幾MHz的激勵信號有望引起人們的興趣。使用這種拓撲接收來自跨阻放大器（TIA）的輸出可能會引起人們的興趣，該放大器用于高光功率水平。假設該驅動器用于驅動 LTC2387...答案是肯定的。

審核編輯：郭婷