作者：Eamon Nash and Kieran Barrett

有線或無線發射器中的回波損耗是向負載輸送電力時發射功率與反射功率的比值。它是描述傳輸效率的關鍵參數，可用作負載反射回電源的過大功率的指標。在天線回波損耗較差的無線發射器中，高水平的反射功率會損壞驅動天線的功率放大器。

本文介紹了一種在寬頻率范圍（2 GHz至26 GHz）內實時精確測量有線或無線發射器回波損耗的新方法，而無需任何系統校準。

電路操作

圖1顯示了測量RF放大器與其負載之間回波損耗的完整電路;負載將是實用無線系統中的天線。入射和反射功率使用頻率范圍為 2 GHz 至 26.5 GHz 的寬帶定向耦合器進行檢測。

圖1.功能框圖。

RF開關用于交替連接到定向耦合器的耦合和隔離端口。RF開關上的控制線使用負邏輯CMOS控制電路定期切換。吸收式RF開關用于確保定向耦合器的兩個端口始終以50 Ω端接。然后，開關的耦合RF信號輸出驅動ADL6010的輸入，ADL6010是一款工作頻率為500 MHz至43.5 GHz的寬帶微波檢波器。

AD7091R 12位ADC以1 MSPS的速率對ADL6010 RF檢波器的輸出進行采樣。這將檢測器的模擬輸出電壓轉換為數字代碼。使用正向和反向代碼，無需系統校準即可計算回波損耗。

免校準回波損耗測量和計算

圖2顯示了ADL6010集成微波二極管檢波器在直流輸出電壓與交流輸入電壓方面的傳遞函數。該探測器的檢測范圍為 45 dB，工作頻率范圍為 500 MHz 至 43.5 GHz。

圖2.ADL6010 集成二極管檢波器傳遞函數（V）外與 V在.

該器件具有所謂的線性 V/V 傳遞函數。這意味著，當輸入功率在其45 dB線性工作區域內（約–30 dBm至+15 dBm或7.1 mV rms至1.3 V rms）時，直流輸出電壓與輸入交流電壓成正比。與傳統的基于肖特基二極管的檢波器不同，沒有平方律的工作區域。這會產生一個傳遞函數，可以使用簡單的線性方程進行建模：

其中 m 是 V/V 中的斜率，b 是 y 軸截距。

用以dBm為單位的功率重寫這個等式，我們得到：

其中R是系統阻抗，通常為50 Ω。

功率檢波器的輸出響應在溫度、頻率和器件之間會有所不同。因此，上一個等式中m和b的值會有所不同，通常必須使用校準來確定。

為了使用輸出電壓反向計算檢波器的輸入功率，需要在每個頻率和每個器件上進行校準。但是，在圖1所示電路中，我們只是嘗試測量回波損耗。由于正向和反向功率由同一檢測器測量，因此可以證明回波損耗可以使用以下公式計算：

其中 VF和 VR是RF開關分別將定向耦合器連接到定向耦合器的正向和反向耦合端口時檢測器的測量輸出電壓。當y截距（b）接近零時，這個方程成立，這個特定的探測器就是這種情況（見圖2）。

這個方程很重要，因為m項和b項不再存在。這意味著無需任何系統校準即可測量精確的回波損耗。

實際上，使用圖1中ADC的代碼來執行計算。所以最后一個等式變成：

同樣，由于ADC的y軸截距接近0，因此我們無需對ADC進行任何校準即可測量精確的回波損耗。

反射系數甚至更容易計算，因為對log（x）計算的要求消失了。這得到等式：

VSWR可以使用以下公式計算：

測試結果

圖3顯示了當回波損耗為20 dB時，在2 GHz時測得的回波損耗與輸入功率的關系。

圖3.回波損耗測量結果。

為了模擬回波損耗為20 dB的天線，將具有開路輸出的9 dB衰減器連接到定向耦合器的輸出。理想情況下，這應該會導致18 dB的回波損耗。但是，當考慮到電纜損耗、連接和耦合器插入損耗的影響時，該測試負載的真實回波損耗被確定為約20 dB。

從圖3的圖表可以看出，對于0 dBm至+25 dBm的輸入功率，測得的回波損耗仍然接近20 dB。高于和低于這些電平，測得的回波損耗會顯著降低。在高端（這是由于檢波器輸入端的功率超過其飽和點+15 dBm），由于耦合系數和開關的插入損耗，通過定向耦合器的+27 dBm功率在RF檢波器上顯示為+15 dBm。

在低端（輸入功率低于0 dBm），誤差是由檢波器的靈敏度引起的。0 dBm輸入功率從–20 dBm的負載反射回來。通過耦合器和RF開關，該電平下降約12 dB，到達檢波器的功率電平約為–32 dBm，低于ADL6010檢波器的輸入靈敏度。

選擇定向耦合器

每個定向耦合器都有一個耦合端口和一個隔離端口，如圖4所示。正向耦合信號出現在耦合輸出端，負載反射的信號耦合到隔離端口。在大多數定向耦合器上，隔離端口通過永久、不可拆卸的 50 Ω端接端接。對于此應用，選擇Marki微波C10-0226有多種原因。該器件具有寬工作頻率范圍（2 GHz至26 GHz），覆蓋了ADL6010檢波器范圍的重要部分。在此范圍內，它的輸入回波損耗和方向性為20 dB或更好。為了測量負載上20 dB的回波損耗，耦合器本身的方向性和輸入回波損耗必須至少超過該數字。

圖4.射頻定向耦合器。

C10-2226 耦合器上的隔離端口沒有固定端接。相反，用戶可以連接 50 Ω SMA 負載以實現正常運行。但是，在這種情況下，我們利用此功能并使用隔離端口來測量反向功率。因此，我們實際上有一個可以感知入射和反射功率的設備。

耦合器的耦合因數為10 dB。耦合因數對電路電平規劃有顯著影響，如圖5所示。為了優化電路的檢測范圍，天線端口的最大功率應映射到檢波器的最大輸入功率。因此，在本例中，10 dB耦合因數（以及RF開關的2 dB插入損耗）和檢波器的最大輸入功率+15 dBm將天線端口的最大功率設置為+27 dBm。如果需要更高的輸出功率，則可以使用具有更高耦合因數的定向耦合器。這樣做的好處是耦合器插入損耗略低。或者，可以在開關的輸出和檢波器的輸入之間插入額外的衰減。

圖5.電路級規劃。

在實際電路中，表面貼裝定向耦合器可能更可取。這些器件的插入損耗往往與此處使用的連接器耦合器相似。但它們的帶寬、方向性和隔離度往往沒有那么好。

射頻開關選擇注意事項

本應用使用HMC547LC3開關。這是一款單刀、雙擲、非反射開關，輸入頻率范圍為 dc 至 28 GHz，高速開關時間為 6 ns。

該開關的非反射特性對于整個電路的正確操作至關重要。如果沒有開關未連接時輸入端的虛擬 50 Ω負載，定向耦合器將無法正確端接。

在此應用中，開關的插入損耗并不重要。開關的插入損耗有效地增加了定向耦合器的耦合系數。此外，由于正向和反向電源通過同一路徑路由，因此任何隨溫度和頻率的變化都會抵消。開關和耦合器將電路的工作限制在最大28 GHz。為了將電路工作到ADL6010檢波器的最大輸入頻率，必須使用更高頻率的開關。

ADC 選擇注意事項

AD7091R是一款12位逐次逼近寄存器SAR ADC。這是一款低功耗ADC，典型值為349 μA，吞吐速率高達1 MSPS。可以使用較低的吞吐率，從而降低功耗。

選擇該ADC主要是因為它具有足夠的分辨率來檢測ADL6010檢波器在其整個輸入范圍內的輸出電壓。檢波器的所謂線性V/V傳遞函數（如圖2所示）意味著以V/dB為單位的增量輸出斜率隨輸入功率而降低。因此，選擇了12位ADC，以便即使輸入功率處于檢波器輸入范圍的底端，也可以解決小于1 dB的輸入功率變化。

在該電路的實際實現中，來自ADC的每個數字代碼通過3線SPI接口傳輸到PC。然后，PC上的軟件例程計算并顯示回波損耗。

測量正向和反向耦合信號以及計算回波損耗所需的時間約為1.4 ms——每個周期收集500個正向樣本和500個反向樣本。大量樣本提供平均，這在信號包絡快速變化的應用中是必需的。此外，在檢波器的輸出和ADC的輸入之間放置了一些低通濾波（一個簡單的R至C電路，沒有任何緩沖），以提供額外的平均。

該軟件程序大約需要400 μs來執行正向和反向采樣之間的切換操作。這導致更新速率為 1.4 毫秒。

在開關速度更快的情況下，也可以使用替代采樣方案（上例中的開關速率受控制軟件限制，而不是開關本身）。

射頻功率測量

到目前為止，重點一直是測量回波損耗，而無需進行任何校準。通過增加簡單的校準程序，該電路還可用于精確測量發射功率。圖6顯示了輸入功率在2 GHz時掃描的位置，并使用ADC的代碼以及校準期間獲取的m和b值進行反向計算。

圖6.當電路用于測量絕對RF輸入功率時測量的功率與施加的功率。

結論

所描述的電路為測量精確回波損耗提供了一種方便的解決方案，其中無法或不希望執行校準。它的絕對功率檢測范圍為 45 dB。這允許在25 dB的RF功率范圍內測量高達20 dB的回波損耗。絕對功率范圍可以從最小范圍0 dBm向上擴展至+25 dBm。

雖然所使用的RF檢波器的輸入頻率范圍為500 MHz至43.5 GHz，但電路的頻率范圍通常會受到所使用的RF開關或定向耦合器的限制，尤其是在使用表面貼裝耦合器的情況下。

審核編輯：郭婷